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VLSI设计基础8-动态COMS 摘要本文介绍了动态CMOS逻辑电路，包括其工作原理、特点、优缺点以及信号完整性问题。动态CMOS利用电容存储信号，具有速度快、面积小、无短路功耗等优点，但存在电荷泄露和电荷分享问题。此外，还介绍了多米诺逻辑和组合多米诺逻辑，以提高电路性能。关键词：VLSI设计, 动态CMOS, 互补CMOS, 传输管逻辑, 多米诺逻辑参考书：数字集成电路-电路、系统与设计，本文栏目对其重点进行精简化目录 1. 综述 2. 存在的问题——信号完整性问题 3. 多米诺逻辑 4. 组合多米诺逻辑静态CMOS：稳态时，通过低阻路径连接VDD或GND 互补CMOS：上下网络互补，上拉到VDD，下拉到GND。管子数为2N 传输管逻辑：上拉网络用其他代替，有比逻辑，存在VTH。管子数为N+1 动态CMOS：依靠高阻抗上的电容存储临时的信号。管子数为N+2 图片 1. 综述结构如下，图片工作方式：工作分为两个阶段预充电：CLK=0，Mp导通，对CL充电求值：CLK=1，MN导通，OUT和GND之间存在低阻通路。特点：全电压摆幅无比逻辑（同互补CMOS，异传输管逻辑）噪声容限低。因为out在预充电阶段已经充电到VDD，即VDS已经满足>VOV，于是只要VIN>VTH，管子就会导通。需要预充电和求值的时钟。较快的开关速度。原因如下，相对互补CMOS，缺少了上拉网络的一个门，相对负载是互补CMOS，负载是动态门的CL比较小动态门没有短路电流（同一个时刻，只能一个导通），由下拉网络提供的所有电流都用于CL电容的放电如果IN=0，则不存在输出延时（预充电完输出即为1）；如果IN=1，则需要CL放电晶体管重复利用，减小面积（多输出多米诺）优点：提高速度减小面积（多输出多米诺；N+2个管子）没有短路功耗没有毛刺（因为一次只能翻转一次，CL放电完只能等效下一次预充电才能回到1） 2. 存在的问题——信号完整性问题电荷泄露来源：与CL相连的管子存在反偏二极管和亚阈值漏电。图片解决办法：使用泄露晶体管反馈形式的伪NMOS型上拉器件。该晶体管为了减小功耗和尺寸，一般选用尺寸较小（电阻值大）的管子。图片电荷分享来源：下拉网络中存在的节点电容CA。当A=0-》1、B=0，则原本存储在电容CL上的电荷在CL和CA之间重新分配，造成输出电压有所下降图片 ※需要满足A=0-》1、B=0才能进行电荷分享，否则当B=1的时候，求值过程中（CLK=1），CL存储的电荷将全部被释放掉，不存在点电荷分享现象图片 3. 多米诺逻辑多米诺逻辑即为前文所述的串联动态门，目的就是保证预充电时，输入均为0；求值时，输入只做0→1的翻转 $$ \text { 多米诺逻辑 }=n \text { 型动态门 }+\text { 反相器 } $$图片初始状态均为0，求值的时候根据前一级输出确定下一级输入，从而求下一级输出。特点：求值层层传播，如多米诺骨牌求值阶段的时间取决于逻辑深度（因为求值时候的特性，见上）只能实现非反向逻辑无比逻辑节点需要在预充电充完电，求值的过程中，输入需要特别稳定。速度非常快（因为当上一级的输入都是0时，下一级相当于无延迟传播）输入电容小（和互补CMOS比，只有一个管子） 4. 组合多米诺逻辑组合多米诺逻辑，并不需要在每个动态门之后加反相器，而是借助一个复合互补CMOS门将多个动态门组合起来。图片 eg: 图片图片

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刘航宇 3年前
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VLSI设计基础4-反相器摘要本文介绍了VLSI设计中反相器的基础知识，包括其数集模型、特性、静态和动态特性、功耗计算及设计方法。重点讨论了反相器的传播延时、功耗组成和优化设计。关键词：VLSI设计, 反相器, CMOS, 动态功耗, 静态功耗参考书：数字集成电路-电路、系统与设计，本文栏目对其重点进行精简化目录 1. INV综述 2. INV的静态特性 3. 【重点】INV的动态特性——tp4. 【※重要】计算延时tp——计算、优化 5. 根据【延时】设计电路 3. 反相链的设计 6. 功耗 7. 利用【功耗】设计电路 1. INV综述 INV的数集模型图片由组成的图可以知道，INV是由两个CMOS管串联组成的。而CMOS的数集模型是理想开关+有限导通电阻or无限关断电阻，故INV的数集模型如下图片即两个电阻开关并联。图中的CL表示晶体管的漏极电容、连线电容、扇出门的输入电容 INV的特性综述图片 VTC（电压传输特性）所有的工作点不是输出高电平就是输出低电平，如下图：图片静态CMOS反向中PMOS和NMOS的负载曲线，原点表示直流工作点 2. INV的静态特性开关阈值（VM）图片图片噪声门限图片图片 3. 【重点】INV的动态特性——tp 设计角度最小的传播延时这是厂家最希望的满足性能的同时，做到面积最小面积最小，意味着成本最低。这里的面积取决于W，也就是选择合适的根据扇出设计反相器链的级数对于时钟树、复位树等需要多扇出的、且要求tp小的，如何设计一个合理的高扇出的反相器链输入信号的上升下降时间对传播延时的影响计算计算CL CL =晶体管的漏极电容+连线电容+扇出门的输入电容. 图片等效电阻Req $R_{e q}=\frac{1}{V_{D D} / 2} \int_{V_{D D} / 2}^{V_{D D}} \frac{V}{I_{D S A T(1+\lambda V)}} d V \approx \frac{3}{4} \frac{V_{D D}}{I_{D S A T}}\left(1+\frac{7}{9} \lambda V_{D D}\right)$ 4. 【※重要】计算延时tp——计算、优化图片图片 5. 根据【延时】设计电路图片图片图片性能最好（tp-min）的反相器图片图片 3. 反相链的设计反相链结构图图片图片图片例题图片 6. 功耗功耗组成动态功耗：来源于电容充放电短路电流：当输入电压在某一个区域时，使得上下两管同时导通，从而形成短路电流。漏电流：属于静态功耗动态功耗工作过程——能量分配来源于电容充放电图片图片公式图片短路电流引起功耗图片图片图片图片静态功耗（漏电流）图片图片 7. 利用【功耗】设计电路图片【小贴士】：延迟最低的等效扇出系数为$f=\sqrt[N]{F}$

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刘航宇 3年前
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VLSI设计基础2-器件之MOS晶体管摘要本文介绍了MOS晶体管在VLSI设计中的应用，包括其静态特性、工作区、动态特性以及手工分析模型，重点讨论了电容的分类和计算方法，并举例说明了tPHL的计算过程。关键词：VLSI设计, MOS晶体管, 数字集成电路, 静态特性, 动态特性参考书：数字集成电路-电路、系统与设计，本文栏目对其重点进行精简化目录 MOS晶体管1. 数字电路的晶体管——最直观 2. MOS静态特性——稳定性（CMOS模电基础） 3. 数字电路手工分析模型——开关+Req 4. 【重点】MOS管的动态特性——性能（tp） 4. 寄生电阻(了解) 5.求tPHL例子（重点） MOS晶体管 1. 数字电路的晶体管——最直观执行开关功能非常小的寄生电容非常高的集成度相对简单的制造工艺符号：图片 2. MOS静态特性——稳定性（CMOS模电基础）阈值电压考虑体效应对于阈值电压的影响——偏执效应系数图片阈值电压与材料常数（氧化层厚度、费米电势、注入离子剂量等）有关 2.三个工作区：截止—（亚阈值导电）—线性—饱和—（击穿）沟长调制效应图片 4. 速度饱和-重点短沟道的饱和区范围更大，故常常工作在饱和区。图片图片以下适用于NMOS，PMOS讨论需要取绝对值图片漏电流ID和VGS 长沟道，呈现平方关系短沟道，不那么显著 3. 数字电路手工分析模型——开关+Req 常用开关模型——晶体管=开关+无穷大断开电阻Ron or 有限导通电阻Ron 【计算等效导通电阻Req】：2种方法图片例题与方法：图片图片图片图片 4. 【重点】MOS管的动态特性——性能（tp）电容的分类 MOS管的动态响应取决于：本征电容：基本的MOS结构：结构电容沟道电荷：沟道电容漏源反向偏置的PN结耗尽电容：结电容注意：除了结构电容外，其他两个电容是非线性、随电压变化的寄生电容（连线和负载引起）略解本征电容简单归类：图片小贴士:红色框框:结构电容;灰色框框:沟道电容;蓝色框框:结电容两个覆盖（结构）电容： $\begin{gathered}C_O=C_{G C O}+C_{G D O}=2 C_o W \\ C_{G C O}=C_{G D O}=C_{o x} x_d W=C_o W\end{gathered}$ 覆盖电容是由于源漏横向扩散到栅氧下形成的寄生电容，故而有两个——栅源之间（CGSO）和栅漏之间（CGDO）由于这个电容是由于扩散形成的，只要器件做成之后就电容大小就确定，于是结构电容是三类电容中唯一可以确定确切大小的图片三个沟道电容：沟道电容，即栅到沟道之间的电容，称为CGC，即 (Gate Channel）。其中，$C_{G C}=C_{G C B}+C_{G C S}+C_{G C D}$ 即，栅至体、栅至源、栅至漏电容。由于和沟道有关，又因为沟道形成和工作点有关，于是三个工作点下，CGC不同。图片图片两个（PN）结（耗尽层）电容： PN结电容是由于源-体和漏-体之间反向偏置造成的。由于工艺上面，我们是在体上“挖一个坑“放漏和源，故而他们之间存在着”立体“的关系。故而需要关注”四周立体接触“，如图所示，图片图片图片我们关注的【本征电容】有哪些我们研究电容是为了利用$\tau=R C$计算tp的值，故而我们在意的是输入和输出通路上的电容。图片输入电容——栅极电容图片 2.输出电容——漏极电容图片 4. 寄生电阻(了解) 源漏区的串联电阻。图片危害：当晶体管尺寸进一步缩小，会使结变浅、接触孔变小。使得这个影响更加显著。当给定一个电压，由于分压作用，会使得漏极电流变小。改善：源漏极铺一层低电阻材料（如钨或者钛） 5.求tPHL例子（重点）图片

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刘航宇 3年前
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2023-02-23
VLSI设计基础1-数字IC引论：度量指标及版图基础摘要本文介绍了VLSI设计基础，包括数字IC引论、度量指标、版图基础等。重点阐述了集成电路质量评价、性能指标、数字IC基本概念、IC全定制流程以及CMOS版图设计规则。关键词：VLSI设计, 数字IC, 版图基础, CMOS版图, 设计规则检查参考书：数字集成电路-电路、系统与设计，本文栏目对其重点进行精简化目录引论1. 数字设计中需解决的问题 2. 集成电路质量评价-重点 3. 数字IC基本概念-重点 4. IC全定制流程版图基础1. CMOS版图 2. 设计规则检查 3.棍棒图引论 1. 数字设计中需解决的问题摩尔定律：技术突破才能推动摩尔定律特征尺寸：28nm是传统制程和先进制程的分界点存储器容量：存储器的容量增大，意味着功耗增大，意味着稳定性下降（发热）。如果想要实现更大容量的突破，需要寻找新技术或者新架构使功耗不能超过功耗红线晶圆尺寸：晶圆尺寸增加，单位硅片数量增加，所需的技术越先进，最终成品芯片价格也越低技术突破：大直径的硅片可以大大提高成品率 2. 集成电路质量评价-重点图片注： ① 是取决于制造工艺复杂行参数，常取值3 ②单位面积缺陷数常取值0.5~1个缺陷/cm² ③芯片成本 $=f(\text { 芯片面积 })^4$ 稳定性与功能性噪声：电容耦合、电感耦合、地线耦合 ※※※【重点】性能——延时tp、工作频率性能常与时钟周期、时钟频率相关重点：延时图片 1、传播延时：输入和输入波形的50%翻转点之间的时间如图：定义传播时间tp为 $t_p=\frac{t_{p L H}+t_{p H L}}{2}$ 一般而言， ①TpLH和TpHL不会完全相等 ②如果要求传输延时＜t，则意味着TpLH<t并且TpHL<t 图片图片 2、上升时间tr 3、下降时间tf 功耗和能耗取决的因素太多了。常常有：瞬时功耗、峰值功耗（研究电源线尺寸）、平均功耗（研究冷却或者对电池的要求） 3. 数字IC基本概念-重点电压传输特性VTC（DC传输曲线）可接受的高电压、低电压区域：VIH和VIL定义为VTC增益=-1的点噪声容限=min{NMH.NML} NMH=|VOH-VIH| NML=|VIL-VOL| 再生性保证一个受干扰的信号经过若干个组合逻辑之后依旧回到一个额定电平（高或者低，不是不确定态）抗干扰能力方向性 6.扇入和扇出扇入和扇出个数和一些延迟有关 4. IC全定制流程图片版图基础 1. CMOS版图 1、图编辑工具：virtuoso、max 2、工艺层的概念：将cmos使用中难以理解的掩膜转化为一组简单概念化的版图层 3、可伸缩的设计：将版图所有参数定义与$\lambda$，利用EDA工具使之在想要兼容的工艺间转换。如0.25转为0.18。早期的工艺中，这个缩放比例可以达到75%左右，随着如今器件尺寸的减小，该比例只有90%左右了。不足：①由于不同工艺之间的非线性，线性缩放仅在有限尺寸范围内；②可缩放规则是保守的，结果会使得标准单元尺寸过大或者过小。 4、晶体管的尺寸由W/L指定。给定一个工艺，最小线宽为2$\lambda$；图片 5、在版图中，只要多晶硅穿过扩散区，就形成一个晶体管随着工艺的发展，电源电压VDD呈现下降趋势。 2. 设计规则检查设计规则检查工具：Calibre DRC 设定规则的目的：可以很容易的把电路的概念转换为硅上的几何关系。 Calibre的规则相当于是行业的标准了。其规则是基于边（edge）的DRC/LVE工具，所有的计算都是基于边来计算的，其中”边“分为”内边“和”外边“ 常见的三个指令： internal：检查多边形的内边距 external：检查多边形的外边距 enclosure：检查多边形的交迭 3.棍棒图 1、要求：①将棍棒图转为管级电路图、并且写出输出表达式；②将管级电路图转化为棍棒图 2、特点：仅用象征性的符号表示电路的拓扑结构不需要标尺寸大小棍棒图中棍棒的位置很重要 3、棍棒图中的串并联以下为版图的：串联：图片并联：图片

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刘航宇 3年前
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2023-01-14
Design Compile（DC）使用简版摘要Design Compile（DC）是Synopsys的综合软件，将RTL代码转化为门级网表，包括转译、优化和映射三个过程。DC流程包括创建文件夹、复制文件、编写脚本、运行脚本等步骤，并生成相关报告和网表。关键词：Design Compile, Synopsys, RTL代码, 门级网表, 综合软件Design Compile是synopsys的综合软件，它的功能是把RTL级的代码转化为门级网表。综合包括转译（Translation），优化(Opitimization)，映射(Mapping)三个过程。在转译的过程中，软件自动将源代码翻译成每条语句所对应的功能模块以及模块之间的拓扑结构，这一过程是在综合器内部生成电路的布尔函数的表达，不做任何的逻辑重组和优化。优化：基于所施加的一定时序和面积的约束条件，综合器按照一定的算法对转译结果作逻辑优化和重组。在映射过程中,根据所施加的一定的时序和面积的约束条件，综合器从目标工艺库中搜索符合条件的单元来构成实际电路。图片 DC 又称为设计综合将设计的RTL代码综合成门级网表的过程。在 DC 流程中一般要经过以下几个步骤，以项目A为例做如下分析： 1】在项目子目录下创建DC文件夹，在DC文件夹下分别创建db in lib_syn log netlist rpt和 script 文件夹以及一个makefile 文件用来运行DC 脚本。 2】第二步就是复制相应工艺技术库文件到lib_syn ，一般有2种文件各3个分别包括了typical worst 和 best情况，一类是db，文件一类是lib 文件也可以在lc_shell 下读取lib 得到相应的db文件。 3】第三步将需要综合的设计RTL代码（Verilog 文件）复制到in 文件夹 4】第四步在script 创建综合脚本，脚本创建过程将在后面介绍 5】第五步编写运行脚本的makefile 文件 6】第六步运行脚本而后查看综合报告，是否有违例现象出现，如果有修改脚本加以修复直到最终通过设计。注意另外的几个文件夹作用 db文件夹存放DC综合生成的项目db文件，综合网表输出到netlist 文件夹，综合程序运行报告存放在log文件夹中，而综合结果的数据报告则存放在rpt 文件夹中。 DC脚本的编写（A.scr） DC综合脚本基本上有几大部分组成 1】定义综合环境中命名规则(分别对net cell port 命名) define_name_rules verilog –casesensitive define_name_rules verilog –type net –allowed “a-z A-Z 0-9 _ ” \ -first_restricted “ _ 0-9 N ” \ -replacement_char “_ ” \ -prefix “n” define_name_rules verilog –type cell –allowed “a-z A-Z 0-9 _ ” \ -first_restricted “ _ 0-9 ” \ -replacement_char “_” \ -prefix “u” define_name_rules verilog –type port –allowed “a-z A-Z 0-9 _ ” \ -first_restricted “ _ 0-9 ” \ -replacement_char “_” \ -prefix “p”2】综合环境的建立指明库所在的位置 Search_path = { lib_syn/db } 指定综合所需目标库一般选用最恶劣情况worst 库作目标库 target_library = { slow.db} 创建链接库,链接库中包括了一些已经做好的设计和子模块，又包括了当前设计的目标库是设计实例化时所用的库文件 link_library = { “ * ” , slow.db } + synthetic_library 在上述的环境建立所需的各类库中，一般有生产商提供目标库，库中的各类cell用于逻辑映射，链接库则包括了目标库，还包括其他一些以前设计实例基本单元，我们门级网表实例化元件和单元都来自于它。 3】RTL 代码的读入 read –format verilog ./in/ Encoder_32k.v read –format verilog ./in/ Encoder_DBLOCK.v read –format verilog ./in/ Encoder.v read –format verilog ./in/ Step_rom.v指明设计顶层 current_design = Encoder 展开设计分解原设计组 ungroup -all –flatten 设计唯一实例化 uniquify 4】综合环境约束用户往往需要设置worst case 和 best case 的库来验证setup timing 修复 hold timing 不清楚命令使用和属性可使用 man set_min_library 查看 set_min_library lib_syn/db/slow.db -min_version lib_syn/db/fast.db 编译操作条件的表述 set_operating_conditions -min slow –min_library slow \ -max fast –max_library fast 设置wire_load_model wire_load_model 负载模型的每一种模型定义，它定义相关的net_length 和 net fanout 属性而wire_load_mode 则不同指的是不同logic margin 连线net的处理方式一般我们只设置前者 set_wire_load_model -name “ Silterra18_w110 ” –min set_wire_load_model -name “ Silterra18_w110 ” –max设置模块输入驱动强度信息 man set_driving_cell 查看帮助 set_driving_cell -lib_cell BUFX1 –pin Y –library slow –dont_scale –no_design_rule all_input ( )5】设计时钟相关约束 create_clock clk -period 40 set_clock_latency 0.3 –rise { clk } set_clock_latency 0.3 –fall { clk } set_clock_uncertainty –setup 0.3 { clk } set_clock_uncertainty –hold 0.3 { clk }6】禁止改变门电路控制结构芯片中的时钟和复位电路一般由门电路控制的，我们不希望DC在综合时候改变它的结构以保证时钟信号和复位信号的稳定性和可靠性需要设置，禁止对某些单元进行优化 set_dont_touch_network { clk, rstn } set_dont_touch { rstn }7】异步电路处理任何跨越异步边界的路径我们都对其禁止时序分析 set_false_path -from { rstn } –to { clk } 8】设置其他可选约束和禁用单元可选约束一般包括 set_max_fanout set_max_capacitance set_max_transition set_load 等这些属性一般在技术库中已经设置了，只有技术库不能满足设计要求时才使用脚本增加约束选项本脚本中只增加了 set_load 0.02 all_output ( ) Set_max_transition 2.5 current_design 输入输出直通buffer 插入，多重端口的连接插入buffer (选用) set_fix_multiple_port_nets –feedthrough 输出端口插入buffer , 隔离端口（必须） set_isolate_ports –type buffer all_output ( ) 9】检查设计层次关系进行单元映射 check_design –one_level compile –map_effort medium10】修复hold时序重新编译 set_fix_hold {clk } compile –only_hold_time 11】导出编译综合相关报告核对网表命名规则修改相关信息 change_names –rules verilog –hierarchy –verbose 检查整体设计导出报告 check_design > ./rpt/adpcm.rpt 移除未连接的相关端口 remove_unconnected_ports find ( hierarchy cell , “ * ”) 导出设计面积报告 report_area > ./rpt/adpcm_area.txt 导出设计违例报告 report_constraint –all_violators > ./rpt/adpcm_cons.txt 导出setup时序违例的详细报告 report_timing –nworst 50 > ./rpt/adpcm_max_time.txt 导出hold 时序违例的详细报告 report_timing -delay min –nworst 20 > ./rpt/adpcm_min_time.txt 导出综合的设计中cell和reg_cel的报告 report_cell > ./rpt/adpcm_cell.txt report_cell {find (cell, “* _reg *”)} > ./rpt/adpcm_reg_cell.txt12】生成综合网表和pnr 所需的时序约束文件 write -hierarchy -output ./db/adpcm.db write -format verilog –hierarchy -output ./netlist/adpcm.sv write_sdf ./netlist/adpcm.sdf write_sdc ./netlist/adpcm.sdc exit13】compile-ultra 图片

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刘航宇 3年前
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I2C协议及verilog实现-串口读写 EEPROM 摘要本文介绍了I2C协议的基本概念、时序、器件地址和存储器地址，并详细阐述了I2C读写操作的时序和Verilog实现，最后通过仿真和板级验证验证了设计的正确性。关键词：I2C协议, Verilog实现, 串口读写, EEPROM, FPGAI2C 基本概念 I2C 总线（I2C bus，Inter-IC bus）是一个双向的两线连续总线，提供集成电路（ICs）之间的通信线路。I2C 总线是一种串行扩展技术，最早由 Philips 公司推出，广泛应用于电视，录像机和音频设备。I2C 总线的意思是“完成集成电路或功能单元之间信息交换的规范或协议”。Philips 公司推出的 I2C 总线采用一条数据线（SDA），加一条时钟线（SCL）来完成数据的传输及外围器件的扩展。I2C 总线物理拓扑结构如图 30.1 所示。图片 I2C 总线在物理连接上比较简单，分别由 SDA(串行数据线)和 SCL(串行时钟线)两条总线及上拉电阻组成。通信的原理是通过控制 SCL 和 SDA 的时序，使其满足 I2C 的总线协议从而进行数据的传输。 I2C 总线上的每一个设备都可以作为主设备或者从设备，而且每一个设备都会对应一个唯一的地址(可以从 I2C 器件数据手册得知)，主从设备之间就是通过这个地址来确定与哪个器件进行通信。本次实验我们把 FPGA 作为主设备，把挂载在总线上的其他设备（如 EEPROM、PFC8563 等 I2C 器件）作为从设备。 I2C 总线数据传输速率在标准模式下可达 100kbit/s，快速模式下可达 400kbit/s，高速模式下可达 3.4Mbit/s。I2C 总线上的主设备与从设备之间以字节(8 位)为单位进行双向的数据传输。目录 I2C 基本概念 I2C 协议时序介绍 inout信号原理 I2C 器件地址 I2C 存储器地址 I2C 单字节写时序 I2C 连续写时序（页写时序） I2C 单字节读时序 I2C 连续读时序（页读取） I2C 读写器件控制程序本节小结 I2C 协议时序介绍 I2C 协议整体时序图如图 30.2 所示图片 I2C 协议整体时序说明如下：（1）总线空闲状态：SDA 为高电平，SCL 为高电平；（2） I2C 协议起始位：SCL 为高电平时，SDA 出现下降沿，产生一个起始位；（3） I2C 协议结束位：SCL 为高电平时，SDA 出现上升沿，产生一个结束位；（4） I2C 读写数据状态：主要包括数据的串行输出输入和数据接收方对数据发送方的响应信号。具体时序如图 30.3 所示。图片当 I2C 主机（后面简称主机）向 I2C 从机（后面简称从机）写入数据时，SDA 上的每一位数据在 SCL 的高电平期间被写入从机中。从主机角度来看，需要在 SCL 低电平期间改变要写入的数据。而当主机读取从机中数据时，从机在 SCL 低电平期间将数据输出到 SDA 总线上，在 SCL 的高电平期间保持数据稳定，从主机角度来看，需要在 SCL 的高电平期间将 SDA 线上的数据读取并存储。每当一个字节的数据或命令传输完成时，数据接收方都会向发送方响应一位应答位。在响应应答位时，数据发出方将 SDA 总线设置为三态输入，由于 I2C 总线上都有上拉电阻，因此此时总线默认为高电平，若数据接收方正确接收到数据，则数据接收方将 SDA 总线拉低，以示正确应答。例如当主机向从机写入数据或命令时，每个字节都需要从机产生应答信号以告诉主机此次的数据或命令是否成功被写入。所以，当主机将一字节的数据或命令传出后，会将 SDA 信号设置为三态输入，等待从机应答（等待 SDA 被从机拉低为低电平），若从机正确应答，表明当前数据或命令传输成功，可以结束或开始下一个数据或命令的传输，否则表明数据或命令写入失败，主机就可以决定是否放弃写入或者重新发起写入。 inout信号原理图片图片 I2C 器件地址每个 I2C 器件都有一个器件地址，有的器件地址在出厂时地址就设置好了，用户不可以更改（例如 OV7670 器件地址为固定的 0x42），有的确定了几位，剩下几位由硬件确定（比如常见的 I2C 接口的 EEPROM 存储器，留有 3 个控制地址的引脚，由用户自己在硬件设计时确定）。严格讲，主机不是直接向从机发送地址，而是主机往总线上发送地址，所有的从机都能接收到主机发出的地址，然后每个从机都将主机发出的地址与自己的地址比较，如果匹配上了，这个从机就会向主机发出一个响应信号。主机收到响应信号后，开始向总线上发送数据，与这个从机的通讯就建立起来了。如果主机没有收到响应信号，则表示寻址失败。通常情况下，主从器件的角色是确定的，也就是说从机一直工作在从机模式。不同器件定义地址的方式是不同的，有的是软件定义，有的是硬件定义。例如某些单片机的I2C 接口作为从机时，其器件地址是可以通过软件修改从机地址寄存器确定的。而对于一些其他器件，如 CMOS 图像传感器、EEPROM 存储器，其器件地址在出厂时就已经设定好了，具体值可以在对应的数据手册中查到。对于 AT24C64 这样一颗 EEPROM 器件，其器件地址为 1010 加 3 位的片选信号。3位片选信号由硬件连接决定。例如 SOIC 封装的该芯片 PIN1、PIN2、PIN3 为片选地址。当硬件电路上分别将这三个 pin 连接到 GND 或 VCC 时，就可以设置不同的片选地址。I2C 协议在进行数据传输时，主机需要首先向总线上发出控制命令，其中，控制命令就包含了从机地址/片选信号+读写控制。然后等待从机响应。如图 30.4 所示为 I2C 控制命令传输的数据格式。图片 I2C 传输时，按照从高到低的位序进行传输。控制字节的最低位为读写控制位，当该位为 0 时表示主机对从机进行写操作，当该位为 1 时表示主机对从机进行读操作。例如，当需要对片选地址为 100 的 AT24LC64 发起写操作，则控制字节应该为 1010_100_0。若进行读操作，则控制字节应该为 1010_100_1。 I2C 存储器地址每个支持 I2C 协议的器件，内部总会有一些可供读写的寄存器或存储器，例如，对于我们用到的 EEPROM 存储器，内部就是顺序编址的一系列存储单元。对于我们常接触的 CMOS 摄像头如 OV7670（OV7670 的该接口叫 SCCB 接口，其实质也是一种特殊的 I2C协议，可以直接兼容 I2C 协议），其内部就是一系列编址的可供读写的寄存器。因此，我们要对一个器件中的存储单元（寄存器和存储器以下简称存储单元）进行读写，就必须要能够指定存储单元的地址。I2C 协议设计了有从机存储单元寻址地址段，该地址段为一个字或两个字节长度，在主机确认收到从机返回的控制字节响应后由主机发出。地址段长度视不同的器件类型，长度不同，例如同是 EEPROM 存储器，AT24C04 的址段长度为一个字节，而 AT24C64 的地址段长度为两个字节。具体是一个字节还是两个字节，与器件的存储单元数量有关。如图 30.5 和图 30.6 分别为 1 字节地址和 2 字节地址器件的地址分布图，其中 1 字节地址的器件是以内存为 1kbit 的 EEPROM 存储器 AT24C01 举例，2 字节地址的器件是以内存为 64kbit 的 EEPROM 存储器 AT24C64 举例的。图片 I2C 单字节写时序根据前面讲的，不同器件，I2C 器件地址字节不同，这样对于 I2C 单字节写时序就会有所差别，图 30.7 和图 30.8 分别为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件单字节写时序图。图片图片根据时序图，从主机角度来描述一次写入单字节数据过程如下： a. 主机设置 SDA 为输出； b. 主机发起起始信号； c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作； d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为输出，传输 1 字节地址数据； f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； g. 读取应答信号成功，对于两字节地址段器件，传输地址数据低字节，对于 1 字节地址段器件，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的数据； h. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号，对于两字节地址段器件，接着步骤 i；对于 1 字节地址段器件，直接跳转到步骤 k； i. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的数据（对于两字节地址段器件）； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号（两字节地址段器件）； k. 读取应答信号成功，主机产生 STOP 位，终止传输。 I2C 连续写时序（页写时序）注：I2C 连续写时序仅部分器件支持。连续写是主机连续写多个字节数据到从机，这个和单字节写操作类似，连续多字节写操作也是分为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件的写操作，图 30.9 和图 30.10 分别为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件连续多字节写时序图。图片根据时序图，从主机角度来描述一次写入多字节数据过程如下： a. 主机设置 SDA 为输出； b. 主机发起起始信号； c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作； d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为输出，传输 1 字节地址数据； f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； g. 读取应答信号成功后，主机设置 SDA 为输出，对于两字节地址段器件，传输低字节地址数据，对于 1 字节地址段器件，传输待写入的第 1 个数据 h. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号，对于两字节地址段器件，接着步骤 i；对于 1 字节地址段器件，直接跳转到步骤 k； i. 读取应答信号成功后，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的第 1 个数据（两字节地址段器件）； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号（两字节地址段器件）； k. 读取应答信号成功后，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的下一个数据； l. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号；n 个数据被写完，转到步骤 m，若数据未被写完，转到步骤 k； m. 读取应答信号成功后，主机产生 STOP 位，终止传输。注：对于 AT24Cxx 系列的 EEPROM 存储器，一次可写入的最大长度为 32 字节。 I2C 单字节读时序同样的，I2C 读操作时序根据不同 I2C 器件具有不同的器件地址字节数，单字节读操作分为 1 字节地址段器件单节数据读操作和 2 字节地址段器件单节数据读操作。图30.11 和图 30.12 分别为不同情况的时序图。图片根据时序图，从主机角度描述一次读数据过程，如下： a. 主机设置 SDA 为输出； b. 主机发起起始信号； c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作； d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，传输 1 字节地址数据； f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； g. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，对于两字节地址段器件，传输低字节地址数据；对于 1 字节地址段器件，无此步骤，直接跳转到步骤 h； h. 主机发起起始信号； i. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 1，表明为读操作； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； k. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为三态门输入，读取 SDA 总线上的一个字节的数据； l. 产生无应答信号（高电平）（无需设置为输出高电平，因为总线会被自动拉高）；m. 主机产生 STOP 位，终止传输。 I2C 连续读时序（页读取）连续读是主机连续从从机读取多个字节数据，这个和单字节读操作类似，连续多字节读操作也是分为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件的读操作，图 30.13 和图 30.14 分别为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件连续多字节读时序图。图片根据时序图，从主机角度描述多字节数据读取过程如下： a. 主机设置 SDA 为输出 b. 主机发起起始信号 c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作。 d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号。 e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，传输 1 字节地址数据 f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号。 g. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，对于两字节地址段器件，传输低字节地址数据；对于 1 字节地址段器件，无此步骤；直接跳转到步骤h； h. 主机发起起始信号； i. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 1，表明为读操作； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； k. 设置 SDA 为三态门输入，读取 SDA 总线上的第 1 个字节的数据； l. 主机设置 SDA 输出，发送一位应答信号； m. 设置 SDA 为三态门输入，读取 SDA 总线上的下一个字节的数据；若 n 个字节数据读完成，跳转到步骤 n，若数据未读完，跳转到步骤 l；（对于 AT24Cxx，一次读取长度最大为 32 字节，即 n 不大于 32） n. 主机设置 SDA 输出，产生无应答信号（高电平）（无需设置为输出高电平，因为总线会被自动拉高）； o. 主机产生 STOP 位，终止传输。 I2C 读写器件控制程序通过上述的讲述，对 I2C 读写器件数据时序有了一定的了解，下面将开始进行控制程序的设计。根据上面 I2C 的基本概念中有关读写时 SDA 与 SCL 时序，不管对于从机还是主机，SDA 上的每一位数据在 SCL 的高电平期间保持不变，而数据的改变总是在 SCL的低电平期间发生。因此，我们可以选用 2 个标志位对时钟 SCL 的高电平和低电平进行标记，如下图所示：scl_high 对 SCL 高电平期间进行标志，scl_low 对 SCL 低电平期间进行标志。这样就可以在 scl_high 有效时读 SDA 数据，在 scl_low 有效时改变数据。scl_high和 scl_low 产生的时序图如图 30.15 所示。图片在本实验中，时钟信号 SCL 采用计数器方法产生，计数器最大计数值为系统时钟频率除以 SCL 时钟频率，即：SCL_CNT_M = SYS_CLOCK/SCL_CLOCK。对于 scl_high 和 scl_low则只需要分别在计数到四分之一的最大值和四分之三的最大值时产生标志位即可，具体的时钟信号 SCL 和标志信号 scl_high、scl_low 产生实现代码如下： //系统时钟采用 50MHz parameter SYS_CLOCK = 50_000_000; //SCL 总线时钟采用 400kHz parameter SCL_CLOCK = 400_000; //产生时钟 SCL 计数器最大值 localparam SCL_CNT_M = SYS_CLOCK/SCL_CLOCK; reg [15:0]scl_cnt; //SCL 时钟计数器 reg scl_vaild; //I2C 非空闲时期 reg scl_high; //SCL 时钟高电平中部标志位 reg scl_low; //SCL 时钟低电平中部标志位 //I2C 非空闲时期 scl_vaild 的产生 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_vaild <= 1'b0; else if(Wr | Rd) scl_vaild <= 1'b1; else if(Done) scl_vaild <= 1'b0; else scl_vaild <= scl_vaild; end //scl 时钟计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_cnt <= 16'd0; else if(scl_vaild)begin if(scl_cnt == SCL_CNT_M - 1) scl_cnt <= 16'd0; else scl_cnt <= scl_cnt + 16'd1; end else scl_cnt <= 16'd0; end //scl 时钟,在计数器值到达最大值一半和 0 时翻转 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Scl <= 1'b1; else if(scl_cnt == SCL_CNT_M >>1) Scl <= 1'b0; else if(scl_cnt == 16'd0) Scl <= 1'b1; else Scl <= Scl; end //scl 时钟高低电平中部标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_high <= 1'b0; else if(scl_cnt == (SCL_CNT_M>>2)) scl_high <= 1'b1; else scl_high <= 1'b0; end //scl 时钟低电平中部标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_low <= 1'b0; else if(scl_cnt == (SCL_CNT_M>>1)+(SCL_CNT_M>>2)) scl_low <= 1'b1; else scl_low <= 1'b0; end上述代码中 Wr 和 Rd 信号为 I2C 进行一次写和读操作的门控使能信号，Done 信号为一次I2C写和读操作完成标志位。（SCL_CNT_M>>2）和(SCL_CNT_M>>1)+(SCL_CNT_M>>2)分别为 1/2 的 SCL_CNT_M 和 3/4 的 SCL_CNT_M 的计数值。在 SCL 时钟总线以及其高低电平标志位产生完成后，接下来的事情就是 SDA 数据线的产生，这个需要根据具体的读写操作时序完成。本实验主要采用状态机实现，根据上面讲述的读写数据的时序关系，设计了如图 30.16 所示的状态转移图，其状态机状态编码采用独热编码，若需要改变状态编码形式，只需改变程序中的 parameter 定义即可。图片根据上面 I2C 基本概念可知，不同的器件其寄存器地址字节数分为 1 字节或和 2 字节地址段，并且有些 I2C 器件是支持多字节的数据读写，所以在设计时考虑到该 I2C 控制器的通用性，我们将设计寄存器地址字节和读取数据个数均可自行设置的 I2C 控制器，用户可根据自己的实际应用情况设置选择与器件对应的寄存器地址字节数或是读写数据的字节数。寄存器地址字节数的可变主要是通过一个计数器对字节数进行计数，当计数值达到指定值后跳转到下一状态，具体的可参见代码。在状态机中，从主机角度来看，SDA 数据线上在写控制、写数据、读控制状态过程是需要串行输出数据，而在读数据状态过程是需要串行输入数据。根据数据在时钟高电平期间保持不变，改变数据在低电平时期的规则，本设计对时钟信号的高低电平进行计数，从而在指定的计数值进行输出或读取数据实现数据的串行输出和串行输入。串行输出和串行输入数据采用任务的形式进行表示，便于在主状态机中多次的调用。图 30.17为计数的过程以及特定状态变化的时序图，这里的特定状态主要是指读/写控制、读/写地址和读/写数据状态。图片图 30.17 中计数器 halfbit_cnt 和数据接收方对发送的响应检测标志位 ack 以及串行输出、输入数据任务的具体代码如下： //sda 串行接收与发送时 scl 高低电平计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) halfbit_cnt <= 8'd0; else if((main_state == WR_CTRL)|| (main_state == WR_WADDR)|| (main_state == WR_DATA)|| (main_state == RD_CTRL)|| (main_state == RD_DATA))begin if(scl_low | scl_high)begin if(halfbit_cnt == 8'd17) halfbit_cnt <= 8'd0; else halfbit_cnt <= halfbit_cnt + 8'd1; end else halfbit_cnt <= halfbit_cnt; end else halfbit_cnt <= 8'd0; end //数据接收方对发送的响应检测标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) ack <= 1'b0; else if((halfbit_cnt == 8'd16)&&scl_high&&(Sda==1'b0)) ack <= 1'b1; else if((halfbit_cnt == 8'd17)&&scl_low) ack <= 1'b0; else ack <= ack; end //输出串行数据任务 task send_8bit_data; if(scl_high && (halfbit_cnt == 8'd16)) FF <= 1; else if(halfbit_cnt < 8'd17)begin sda_reg <= sda_data_out[7]; if(scl_low) sda_data_out <= {sda_data_out[6:0],1'b0}; else sda_data_out <= sda_data_out; end else ; endtask //串行数据输入任务 task receive_8bit_data; if(scl_low && (halfbit_cnt == 8'd15)) FF <= 1; else if((halfbit_cnt < 8'd15))begin if(scl_high) sda_data_in <= {sda_data_in[6:0],Sda}; else begin sda_data_in <= sda_data_in; end end else ; endtask对于计数器 halfbit_cnt 只在写控制、写数据、读控制、读数据状态下才进行计数，其他状态为零。代码中 FF 是进行串行输出或输入任务的标志位，当 FF 为 1 时表示退出任务，FF 为 0 时表示进入任务。这样便于在状态机中对任务的调用，以及在指定的时间退出任务。接下来就是主状态机的设计，主状态机的状态转移图上面已经给出，具体转移过程是依据 I2C 读写时序进行的，代码如下： //主状态机 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n)begin main_state <= IDLE; sda_reg <= 1'b1; W_flag <= 1'b0; R_flag <= 1'b0; Done <= 1'b0; waddr_cnt <= 2'd1; wdata_cnt <= 8'd1; rdata_cnt <= 8'd1; end else begin case(main_state) IDLE:begin sda_reg <= 1'b1; W_flag <= 1'b0; R_flag <= 1'b0; Done <= 1'b0; waddr_cnt <= 2'd1; wdata_cnt <= 8'd1; rdata_cnt <= 8'd1; if(Wr)begin main_state <= WR_START; W_flag <= 1'b1; end else if(Rd)begin main_state <= WR_START; R_flag <= 1'b1; end else main_state <= IDLE; end WR_START:begin if(scl_low)begin main_state <= WR_CTRL; sda_data_out <= wr_ctrl_word; FF <= 1'b0; end else if(scl_high)begin sda_reg <= 1'b0; main_state <= WR_START; end else main_state <= WR_START; end WR_CTRL:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(scl_low)begin main_state <= WR_WADDR; FF <= 1'b0; if(Wdaddr_num == 2'b1) sda_data_out <= Word_addr[7:0]; else sda_data_out <= Word_addr[15:8]; end else main_state <= WR_CTRL; end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end WR_WADDR:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(waddr_cnt == Wdaddr_num)begin if(W_flag && scl_low)begin main_state <= WR_DATA; sda_data_out <= Wr_data; waddr_cnt <= 2'd1; FF <= 1'b0; end else if(R_flag && scl_low)begin main_state <= RD_START; sda_reg <= 1'b1; end else main_state <= WR_WADDR; end else begin if(scl_low)begin waddr_cnt <= waddr_cnt + 2'd1; main_state <= WR_WADDR; sda_data_out <= Word_addr[7:0]; FF <= 1'b0; end else main_state <= WR_WADDR; end end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end WR_DATA:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(wdata_cnt == Wrdata_num)begin if(scl_low)begin main_state <= STOP; sda_reg <= 1'b0; wdata_cnt <= 8'd1; end else main_state <= WR_DATA; end else begin if(scl_low)begin wdata_cnt <= wdata_cnt + 8'd1; main_state <= WR_DATA; sda_data_out <= Wr_data; FF <= 1'b0; end else main_state <= WR_DATA; end end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end RD_START:begin if(scl_low)begin main_state <= RD_CTRL; sda_data_out <= rd_ctrl_word; FF <= 1'b0; end else if(scl_high)begin main_state <= RD_START; sda_reg <= 1'b0; end else main_state <= RD_START; end RD_CTRL:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(scl_low)begin main_state <= RD_DATA; FF <= 1'b0; end else main_state <= RD_CTRL; end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end RD_DATA:begin if(FF == 1'b0) receive_8bit_data; else begin if(rdata_cnt == Rddata_num)begin sda_reg <= 1'b1; if(scl_low)begin main_state <= STOP; sda_reg <= 1'b0; end else main_state <= RD_DATA; end else begin sda_reg <= 1'b0; if(scl_low)begin rdata_cnt <= rdata_cnt + 8'd1; main_state <= RD_DATA; FF <= 1'b0; end else main_state <= RD_DATA; end end end STOP:begin//结束操作 if(scl_high)begin sda_reg <= 1'b1; main_state <= IDLE; Done <= 1'b1; end else main_state <= STOP; end default: main_state <= IDLE; endcase end end主状态机完成后，I2C 控制器设计的大块就解决了，剩下的就是 SDA 数据线的输出了，该数据线采用三态使能输出，具体代码如下: assign Sda = sda_en ? sda_reg : 1'bz;对于使能信号 sda_en 按照上面的时序关系图可知，该信号在不同的状态，其高低电平变化的时刻是有差别的，比如在开始和结束状态，它是一直为高电平的，在写控制、写数据、读控制状态，它是在串行输出一字节数据期间（即 halfbit_cnt < 16 时）为高电平，之外的一个数据为位低电平，而在读数据状态时串行输入一字节数据期间（即halfbit_cnt < 16 时）为低电平电平，之外的一个数据位为高电平。具体代码如下： //SDA 三态使能信号 sda_en always@(*) begin case(main_state) IDLE: sda_en = 1'b0; WR_START,RD_START,STOP: sda_en = 1'b1; WR_CTRL,WR_WADDR,WR_DATA,RD_CTRL: if(halfbit_cnt < 16) sda_en = 1'b1; else sda_en = 1'b0; RD_DATA: if(halfbit_cnt < 16) sda_en = 1'b0; else sda_en = 1'b1; default: sda_en = 1'b0; endcase end本实验设计考虑到了多字节数据的读取情况，所以增加了数据读取和数据写入时的有效标志位信号。主要是标志读取数据时数据有效时刻和写数据时提供待写入数据时刻。具体代码如下： //写数据有效标志位 assign Wr_data_vaild = ((main_state==WR_WADDR)&& (waddr_cnt==Wdaddr_num)&& (W_flag && scl_low)&& (ack == 1'b1))|| ((main_state == WR_DATA)&& (ack == 1'b1)&&(scl_low)&& (wdata_cnt != Wrdata_num)); //读数据有效标志位前寄存器 assign rdata_vaild_r = (main_state == RD_DATA) &&(halfbit_cnt == 8'd15)&&scl_low; //读出数据有效标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Rd_data_vaild <= 1'b0; else if(rdata_vaild_r) Rd_data_vaild <= 1'b1; else Rd_data_vaild <= 1'b0; end //读出的有效数据 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Rd_data <= 8'd0; else if(rdata_vaild_r) Rd_data <= sda_data_in; else Rd_data <= Rd_data; end到目前为止，整个 I2C 控制器的设计就完成了，接下来就进入仿真环节，我们需要EEPROM 的仿真模型进行仿真，这样能更好的检验 I2C 控制器设计的是否存在问题，以便后面进行优化改进。本实验采用的是镁光官网提供的 EEPROM 仿真模型，具体下载网址为 http://www.microchip.com/zh/design-centers/memory/serial-eeprom/verilog-ibis-models，我们选择两个具有代表性的模型进行仿真，分别为 1 字节寄存器地址段的 24LC04B 和 2 字节寄存器地址段的 24LC64 仿真模型，利用这两个模型对我们设计的 I2C 控制器进行仿真。如图 30.18 为仿真验证的结构框图。图片这里我们对 1 字节寄存器地址段的 24LC04B 和 2 字节寄存器地址段的 24LC64 仿真模型的器件地址{A3,A2,A1}分别设置为 3’b001 和 3’b000，仿真时为了能分别对不同型号的模型进行仿真，在编写的 testbench 文件中采用了申明方法去选择当前使用哪个模型进行仿真，具体代码如下： `timescale 1ns/1ns `define CLK_PERIOD 20 //仿真模型选择 //`define TEST_M24LC64 //24LC64 `define TEST_M24LC04 //24LC04 module I2C_tb; reg Clk; //系统时钟 reg Rst_n; //系统复位信号 reg [15:0] Word_addr; //I2C 器件寄存器地址 reg Wr; //I2C 器件写使能 reg [7:0] Wr_data; //I2C 器件写数据 wire Wr_data_vaild;//I2C 器件写数据有效标志位 reg Rd; //I2C 器件读使能 wire[7:0] Rd_data; //I2C 器件读数据 wire Rd_data_vaild;//I2C 器件读数据有效标志位 wire Scl; //I2C 时钟线 wire Sda; //I2C 数据线 wire Done; //对 I2C 器件读写完成标识位 localparam NUM = 6'd4; //单次读写数据字节数 `ifdef TEST_M24LC64 localparam DevAddr = 3'b000; //I2C 器件的器件地址 localparam WdAr_NUM= 2; //I2C 器件的存储器地址字节数 `elsif TEST_M24LC04 localparam DevAddr = 3'b001; //I2C 器件的器件地址 localparam WdAr_NUM= 1; //I2C 器件的存储器地址字节数 `endif I2C I2C( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rddata_num(NUM), .Wrdata_num(NUM), .Wdaddr_num(WdAr_NUM), .Device_addr(DevAddr), .Word_addr(Word_addr), .Wr(Wr), .Wr_data(Wr_data), .Wr_data_vaild(Wr_data_vaild), .Rd(Rd), .Rd_data(Rd_data), .Rd_data_vaild(Rd_data_vaild), .Scl(Scl), .Sda(Sda), .Done(Done) ); `ifdef TEST_M24LC64 M24LC64 M24LC64( .A0(1'b0), .A1(1'b0), .A2(1'b0), .WP(1'b0), .SDA(Sda), .SCL(Scl), .RESET(!Rst_n) ); `elsif TEST_M24LC04 M24LC04B M24LC04( .A0(1'b1), .A1(1'b0), .A2(1'b0), .WP(1'b0), .SDA(Sda), .SCL(Scl), .RESET(!Rst_n) ); `endif //系统时钟产生 initial Clk = 1'b1; always #(`CLK_PERIOD/2)Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; Word_addr = 0; Wr = 0; Wr_data = 0; Rd = 0; #(`CLK_PERIOD*200 + 1) Rst_n = 1; #200; `ifdef TEST_M24LC64 //仿真验证 24LC64 模型 //写入 20 组数据 Word_addr = 0; Wr_data = 0; repeat(20)begin Wr = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Wr = 1'b0; repeat(NUM)begin //在写数据有效前给待写入数据 @(posedge Wr_data_vaild) Wr_data = Wr_data + 1; end @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end #2000; //读出刚写入的 20 组数据 Word_addr = 0; repeat(20)begin Rd = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Rd = 1'b0; @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end `elsif TEST_M24LC04 //仿真验证 24LC04 模型 //写入 20 组数据 Word_addr = 100; Wr_data = 100; repeat(20)begin Wr = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Wr = 1'b0; repeat(NUM)begin //在写数据有效前给待写入数据 @(posedge Wr_data_vaild) Wr_data = Wr_data + 1; end @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end #2000; //读出刚写入的 20 组数据 Word_addr = 100; repeat(20)begin Rd = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Rd = 1'b0; @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end `endif #5000; $stop; end endmodule在 testbench 文件中，通过对 EEPROM 模型进行 20 写操作，每次写字节数为NUM，然后对 EEPROM 模型在刚写入数据的地址段进行读操作，通过比较读出和写入的数据验证 I2C 控制器设计是否正确。这里分别通过申明选择 TEST_M24LC64 或TEST_M24LC04 来作为当前的仿真模型。如图 30.19 所示为 2 字节地址的 EEPROM模型 24LC64 仿真结果。图 30.20 和图 30.21 分别为型号 24LC64 仿真模型写操作时序和读操作时序放大后的波形图。图片图片同样的方式选择 24LC04 型号 EEPROM 模型进行仿真，如图 30.22 所示为 1 字节地址的 EEPROM 模型 24LC604 仿真结果。图 30.23 和图 30.24 分别为型号24LC604 仿真模型写操作时序和读操作时序放大后的波形图。图片通过观察图 30.21 和图 30.24 的时序波形发现，在读操作时序结果中，读出的数据中某些位是高阻态，仔细观察波形可知，高阻态的位置正好是需要输出高电平的位置，这个的原因是 EEPROM 的仿真模型是完全与实际的器件是一样的，对于器件来说，只在输出 0 时将数据线拉低，而在高阻态或本应该为高电平的时刻都是设置为高阻态的，这个在仿真模型的代码中也有体现，具体体现这一点的代码如下： bufif1 (SDA, 1'b0, SDA_DriveEnableDlyd);图片其中，器件地址包括器件的地址字节数和 3 位的器件地址，具体分配如下：图片功能码主要是区分是写数据操作还是读数据操作，为了方便，我们直接规定，功能码为 0xf1 表示写数据操作，0xf2 表示读数据操作；起始地址是我们要读写数据的第一个地址；数据字节数表示要写入或读取的数据的字节个数，后面的数据 1 到数据n 表示要写入的 n 个数据，对于读操作没有这部分。如图 30.25 为该实验整体的设计框图。图片有关串口发送和接收以及 fifo 模块在前面章节都已经进行了讲解，这里就不重复讲解了，这里重点讲解命令解析模块的设计，命令解析模块的主要作用是对串口接收的数据进行解析，通过对接收的数据进行解析分析判断出是进行何种操作。根据我们自己规定的数据协议，进行如下的设计，首先我们将串口发送的数据的前 4 个数据存入一个缓冲区数据内，通过对功能码识别判断是写操作还是读操作，如果是写操作，就将后面待写入的数据存入 fifo 中；同时将器件地址、地址字节数、起始地址、数据字节数赋值给 I2C 对应的信号线；如果是读操作，就在前 4 个字节接收完成后将器件地址、地址字节数、起始地址、数据字节数赋值给 I2C 对应的信号线，同时给 I2C 控制器模块的读使能给一个时钟周期的门控信号，使能 I2C 的读操作。读出的数据同样也是先存放在另外一个 fifo 中，然后送给串口发送模块发出。具体实现代码如下： module cmd_analysis( Clk, Rst_n, Rx_done, Rx_data, Wfifo_req, Wfifo_data, Rddata_num, Wrdata_num, Wdaddr_num, Device_addr, Word_addr, Rd ); input Clk; //系统时钟 input Rst_n; //系统复位 input Rx_done; //串口接收一字节数据完成 input[7:0] Rx_data; //串口接收一字节数据 output reg Wfifo_req; //写 fifo 请求信号 output reg[7:0] Wfifo_data; //写 fifo 数据 output reg[5:0] Rddata_num; //I2C 总线连续读取数据字节数 output reg[5:0] Wrdata_num; //I2C 总线连续读取数据字节数 output reg[1:0] Wdaddr_num; //I2C 器件数据地址字节数 output reg[2:0] Device_addr; //EEPROM 器件地址 output reg[15:0] Word_addr; //EEPROM 寄存器地址 output reg Rd; //EEPROM 读请求信号 reg [7:0] buff_data[4:0];//串口接收数据缓存器 //串口接收数据计数器 reg [7:0]byte_cnt; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) byte_cnt <= 8'd0; else if(Rx_done && byte_cnt==8'd4)begin if(buff_data[1]==8'hf2) //读数据指令 byte_cnt <= 8'd0; else if(buff_data[1]==8'hf1) //写数据指令 byte_cnt <= byte_cnt + 8'd1; else byte_cnt <= 8'd0; //错误指令 end else if(Rx_done)begin if(byte_cnt == 8'd4 + buff_data[4]) byte_cnt <= 8'd0; else byte_cnt <= byte_cnt + 8'd1; end else byte_cnt <= byte_cnt; end //串口接收数据缓存器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n)begin buff_data[0] <= 8'h00; buff_data[1] <= 8'h00; buff_data[2] <= 8'h00; buff_data[3] <= 8'h00; buff_data[4] <= 8'h00; end else if(Rx_done && byte_cnt<5) buff_data[byte_cnt] <= Rx_data; else ; end //写 fifo 请求信号 Wfifo_req always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Wfifo_req <= 1'b0; else if(byte_cnt >8'd4 && Rx_done) Wfifo_req <= 1'b1; else Wfifo_req <= 1'b0; end //写 fifo 数据 Wfifo_data always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Wfifo_data <= 8'd0; else if(byte_cnt > 8'd4 && Rx_done) Wfifo_data <= Rx_data; else Wfifo_data <= Wfifo_data; end //EEPROM 读请求信号 Rd always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Rd <= 1'b0; else if(byte_cnt == 8'd4 && Rx_done && buff_data[1]==8'hf2) Rd <= 1'b1; else Rd <= 1'b0; end //指令完成标志位 reg cmd_flag; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) cmd_flag <= 1'b0; else if((byte_cnt == 8'd4)&& Rx_done) cmd_flag <= 1'b1; else cmd_flag <= 1'b0; end //EEPROM 读写数据、寄存器地址字节数，器件地址，寄存器地址 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n)begin Rddata_num <= 6'd0; Wrdata_num <= 6'd0; Wdaddr_num <= 2'd0; Device_addr <= 3'd0; Word_addr <= 16'd0; end else if(cmd_flag == 1'b1)begin Rddata_num <= buff_data[4][5:0]; Wrdata_num <= buff_data[4][5:0]; Wdaddr_num <= buff_data[0][5:4]; Device_addr <= buff_data[0][2:0]; Word_addr <= {buff_data[2],buff_data[3]}; end else ; end endmodule下面编写 testbench 测试文件对设计的命令解析模块进行仿真验证，该仿真主要是分别模拟发送写数据操作和读数据操作指令，来观察相应的输出时序波形结果。通过仿真时序结果可以对该模块进行优化改进，具体的 testbench 文件如下： `timescale 1ns/1ns `define CLK_PERIOD 20 module cmd_analysis_tb; reg Clk; reg Rst_n; reg Rx_done; reg [7:0] Rx_data; wire Wfifo_req; wire[7:0] Wfifo_data; wire[5:0] Rddata_num; wire[5:0] Wrdata_num; wire[1:0] Wdaddr_num; wire[2:0] Device_addr; wire[15:0] Word_addr; wire Rd; reg [15:0] addr; reg [7:0] data_num; reg [7:0] wr_data; reg [39:0] wdata_cmd; reg [39:0] rdata_cmd; cmd_analysis cmd_analysis( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rx_done(Rx_done), .Rx_data(Rx_data), .Wfifo_req(Wfifo_req), .Wfifo_data(Wfifo_data), .Rddata_num(Rddata_num), .Wrdata_num(Wrdata_num), .Wdaddr_num(Wdaddr_num), .Device_addr(Device_addr), .Word_addr(Word_addr), .Rd(Rd) ); //写 FIFO 模块例化 fifo_wr wr( .clock(Clk), .data(Wfifo_data), .rdreq(), .wrreq(Wfifo_req), .empty(), .full(), .q(), .usedw() ); //系统时钟产生 initial Clk = 1'b1; always #(`CLK_PERIOD/2)Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; Rx_done = 0; Rx_data = 0; addr = 0; data_num = 0; wr_data = 0; wdata_cmd = 0; rdata_cmd = 0; #(`CLK_PERIOD*200 + 1) Rst_n = 1; #200; addr = 0; data_num = 4; wr_data = 0; send_uart_data_wr; //写数据 #500; send_uart_data_rd; //读数据 #500; addr = 4; data_num = 8; wr_data = 20; send_uart_data_wr; //写数据 #500; send_uart_data_rd; //读数据 #500; $stop; end //串口发送写数据命令和待写入数据任务 task send_uart_data_wr; begin //写数据指令 wdata_cmd = {8'h21,8'hf1,addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送写数据指令 repeat(5)begin Rx_done = 1; Rx_data = wdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) Rx_done = 0; #500; wdata_cmd = {wdata_cmd[31:0],8'h00}; end //待写入数据 Rx_data = wr_data; repeat(data_num)begin Rx_done = 1; Rx_data = Rx_data + 1; #(`CLK_PERIOD) Rx_done = 0; #500; end end endtask //串口发送读数据命令任务 task send_uart_data_rd; begin //读数据指令 rdata_cmd = {8'h21,8'hf2,addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送读数据指令 repeat(5)begin Rx_done = 1; Rx_data = rdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) Rx_done = 0; #500; rdata_cmd = {rdata_cmd[31:0],8'h00}; end end endtask endmodule仿真过程主要是模拟命令解析模块接收到写或读 EEPROM 操作指令后的操作是否和我们设计想要达到的目标是否一致。这里的写或读数据指令均采用任务的形式，写数据指令下待写入的数据是采用给定一个值的基础上递增进行赋值的。命令解析模块仿真的结果如图 30.26 所示。图片根据波形时序图，在模拟发送写操作命令 0x21,0xf1,0x00,0x00,0x04,0x06,0x07,0x08,0x09 时，在接收完数据字节数这个数据后，后面收到的数据就存入到 fifo 中去了，与我们设计的是一致的，同理可以分析读数据操作命令，也是没有问题的，这样命令解析模块就设计完成了。下面就是整个系统的设计，如图 30.25 整体设计框图中，在 I2C 写数据操作之前和读数据后分别加入了 fifo 模块，因为串口读写速度和 I2C 读写速度不一样，在这之间加入的 fifo 模块具有读写时钟不一致的特点，可以对数据进行一个缓存，这样就能解决前后速度不一样的问题，这里的两个 fifo 均设置的是读取数据在读请求前有效，这样设计的目的是为了与其他模块待输入数据与使能信号相匹配，里面的 fifo模块都是通过 QuartusII 软件生成的 IP 核，fifo 输入输出数据位宽均设置为 8位，深度设置为 64（多字节读取最多支持 32 字节，稍大于这个数就可以了）。在各模块均设计完成后，整个系统的顶层电路设计就显得比较简单了，根据设计的系统框图进行整合就可以了。整个系统设计的代码如下： module uart_eeprom( Clk, Rst_n, Uart_rx, Uart_tx, Sda, Scl ); parameter Baud_set = 3'd4;//波特率设置,这里设置为 115200 input Clk; //系统时钟 input Rst_n; //系统复位 input Uart_rx; //串口接收 output Uart_tx; //串口发送 inout Sda; //I2C 时钟线 output Scl; //I2C 数据线 wire [7:0] Rx_data; //串口接收一字节数据 wire Rx_done; //串口接收一字节数据完成 wire wfifo_req; //写 FIFO 模块写请求 wire [7:0] wfifo_data; //写 FIFO 模块写数据 wire [5:0] wfifo_usedw; //写 FIFO 模块已写数据量 wire [5:0] rfifo_usedw; //读 FIFO 模块可读数据量 wire rfifo_rdreq; //读 FIFO 模块读请求 wire [5:0] Rddata_num; //I2C 总线连续读取数据字节数 wire [5:0] Wrdata_num; //I2C 总线连续写取数据字节数 wire [1:0] Wdaddr_num; //EEPROM 数据地址字节数 wire [2:0] Device_addr; //EEPROM 地址 wire [15:0] Word_addr; //EEPROM 寄存器地址 wire Wr; //EEPROM 写使能 wire [7:0] Wr_data; //EEPROM 写数据 wire Wr_data_vaild;//EEPROM 写数据有效标志位 wire Rd; //EEPROM 读使能 wire [7:0] Rd_data; //EEPROM 读数据 wire Rd_data_vaild;//EEPROM 读数据有效标志位 wire Done; //EEPRO 读写完成标识位 wire tx_en; //串口发送使能 wire [7:0] tx_data; //串口待发送数据 wire tx_done ; //一次串口发送完成标志位 //串口接收模块例化 uart_byte_rx uart_rx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rs232_rx(Uart_rx), .baud_set(Baud_set), .Data_Byte(Rx_data), .Rx_Done(Rx_done) ); //指令解析模块例化 cmd_analysis cmd_analysis( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rx_done(Rx_done), .Rx_data(Rx_data), .Wfifo_req(wfifo_req), .Wfifo_data(wfifo_data), .Rddata_num(Rddata_num), .Wrdata_num(Wrdata_num), .Wdaddr_num(Wdaddr_num), .Device_addr(Device_addr), .Word_addr(Word_addr), .Rd(Rd) ); //写缓存 fifo 模块例化 fifo_wr fifo_wr( .clock(Clk), .data(wfifo_data), .rdreq(Wr_data_vaild), .wrreq(wfifo_req), .empty(), .full(), .q(Wr_data), .usedw(wfifo_usedw) ); //EEPROM 写使能 assign Wr = (wfifo_usedw == Wrdata_num)&& (wfifo_usedw != 6'd0); //I2C 控制模块例化 I2C I2C( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rddata_num(Rddata_num), .Wrdata_num(Wrdata_num), .Wdaddr_num(Wdaddr_num), .Device_addr(Device_addr), .Word_addr(Word_addr), .Wr(Wr), .Wr_data(Wr_data), .Wr_data_vaild(Wr_data_vaild), .Rd(Rd), .Rd_data(Rd_data), .Rd_data_vaild(Rd_data_vaild), .Scl(Scl), .Sda(Sda), .Done(Done) ); //读缓存 fifo 模块例化 fifo_rd fifo_rd( .clock(Clk), .data(Rd_data), .rdreq(rfifo_rdreq), .wrreq(Rd_data_vaild), .empty(), .full(), .q(tx_data), .usedw(rfifo_usedw) ); //串口发送使能 assign tx_en = ((rfifo_usedw == Rddata_num)&&Done)|| ((rfifo_usedw < Rddata_num)&& (rfifo_usedw >0)&&tx_done); //读 FIFO 模块读请求 assign rfifo_rdreq = tx_en; //串口发送模块例化 uart_byte_tx uart_tx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .send_en(tx_en), .baud_set(Baud_set), .Data_Byte(tx_data), .Rs232_Tx(Uart_tx), .Tx_Done(tx_done), .uart_state() ); endmodule下面对设计的整个系统进行编写 testbench 文件来仿真验证，整个仿真主要是通过串口发送模块模拟对该系统发送指令进行仿真验证，这里就只选用 M24LC64 这个仿真模型进行仿真，M24LC04 的仿真模型类似（读者可尝试对该模型进行仿真），编写的 testbench 文件具体代码如下： `timescale 1ns/1ns `define CLK_PERIOD 20 module uart_eeprom_tb; reg Clk; reg Rst_n; reg tx_en; reg [7:0] tx_data; wire tx_done; wire Uart_rx; wire Uart_tx; wire Sda; wire Scl; reg [15:0] addr; reg [7:0] data_num; reg [7:0] wr_data; reg [39:0] wdata_cmd; reg [39:0] rdata_cmd; localparam Baud_set = 3'd4; //波特率设置,这里设置为 115200 localparam DevAddr = 3'b000;//I2C 器件的器件地址 localparam WdAr_NUM = 2'd2; //I2C 器件的存储器地址字节数 //串口发送模块例化 uart_byte_tx uart_tx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .send_en(tx_en), .baud_set(Baud_set), .Data_Byte(tx_data), .Rs232_Tx(Uart_rx), .Tx_Done(tx_done), .uart_state() ); //串口读写 EEPROM 模块例化 uart_eeprom #(.Baud_set(Baud_set)) uart_eeprom( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Uart_rx(Uart_rx), .Uart_tx(Uart_tx), .Sda(Sda), .Scl(Scl) ); //EEPROM 模型例化 M24LC64 M24LC64( .A0(1'b0), .A1(1'b0), .A2(1'b0), .WP(1'b0), .SDA(Sda), .SCL(Scl), .RESET(!Rst_n) ); //系统时钟产生 initial Clk = 1'b1; always #(`CLK_PERIOD/2)Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; tx_data = 0; tx_en = 0; addr = 0; data_num = 0; wr_data = 0; wdata_cmd = 0; rdata_cmd = 0; #(`CLK_PERIOD*200 + 1) Rst_n = 1; #200; addr = 0; data_num = 4; wr_data = 0; send_uart_data_wr;//写数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); #500; send_uart_data_rd;//读数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); #500; addr = 4; data_num = 8; wr_data = 20; send_uart_data_wr;//写数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); #500; send_uart_data_rd;//读数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); //从 EEPROM 读出的数据串口发送出去，等待发送完成 repeat(data_num)begin @(posedge uart_eeprom.tx_done); end #5000; $stop; end //串口发送写数据命令和待写入数据任务 task send_uart_data_wr; begin //写数据指令 wdata_cmd = {{2'b00,WdAr_NUM,1'b0,DevAddr},8'hf1, addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送写数据指令 repeat(5)begin tx_en = 1; tx_data = wdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) tx_en = 0; @(posedge tx_done) #100; wdata_cmd = {wdata_cmd[31:0],8'h00}; end //待写入数据 tx_data = wr_data; repeat(data_num)begin tx_en = 1; tx_data = tx_data + 1; #(`CLK_PERIOD) tx_en = 0; @(posedge tx_done) #100; end end endtask //串口发送读数据命令任务 task send_uart_data_rd; begin //读数据指令 rdata_cmd = {{2'b00,WdAr_NUM,1'b0,DevAddr},8'hf2, addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送读数据指令 repeat(5)begin tx_en = 1; tx_data = rdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) tx_en = 0; @(posedge tx_done) #100; rdata_cmd = {rdata_cmd[31:0],8'h00}; end end endtask endmodule仿真过程主要是通过串口发送模块模拟对该系统发送读写指令进行仿真验证，分别进行了 2 次写和读指令的发送，读指令主要是对刚写入地址的数据进行读出，我们可以通过观察时序波形图，比较写入数据与读出数据是否一致来验证系统设计的正确性。如图 30.27 为系统仿真波形时序图。图片分别对一次写数据指令和一次读数据指令的波形进行放大后观察分析，如图 30.28 和图30.29 分别为一次对 EEPROM 写数据过程和读数据过程的波形时序图。图片这次写数据过程的仿真是通过串口发送模块模拟发送指令数据 0x21,0xf1,0x00,0x00,0x04,0x05,0x06,0x07,0x08，向 EEPROM 中起始地址为 0 开始写入 0x05,0x06,0x07,0x08 四个数据，可以通过观察图 30.28 的中 SDA 和 SCL 波形图分析得知，写入的数据确实是这四个数据，说明系统中串口写 EEPROM 部分是没有问题的。读数据过程的仿真是通过串口发送模块模拟发送指令数据 0x21,0xf2,0x00,0x00,0x04，向 EEPROM 中起始地址为 0 开始读出四个数据，通过观察图 30.29 的中 SDA和 SCL 波形图分析得知，读出的四个数据为 0x05,0x06,0x07,0x08，与之前在这些地址写入的数据是一致的，说明这次的读数据时没有问题的，同样的方式经过多次的验证，串口读写 EEPROM 系统是可以正常工作的。仿真验证进行完成后，接下来就是进行板级验证，先是引脚的分配，本实验板级验证平台是 AC620 开发板，根据开发板的引脚分配表对本实验所用引脚进行分配。如图 30.30 是 AC620 开发板上 EEPROM 部分的硬件原理图，在引脚分配之前，是需要对这一块硬件电路有所了解的。图片细心的读者会发现，I2C 时钟线 SCL 和 I2C 数据线没有进行硬件上拉处理，与前面讲解的需要上拉处理不一样，可能会猜想是硬件设计的问题。这里我说明一下，硬件设计是没有问题的，因为对于 FPGA 是可以通过软件对引脚进行上拉处理的，这个也是本实验包含的一个知识点。通过 Quartus II 软件将管脚设置为上拉电阻（弱上拉）的方法，具体的步骤如下： 1.在菜单 Assignments 中选择 Pin Planner，也可以直接点击面板上引脚分配的图标图片 2.这样进入引脚分配的界面，在弹出的 Pin Planner 界面的 All Pins 区域里点击鼠标右键，找到 Customize Columns。图片在弹出的 Customize Columns 对话框的左列表框选择 Weak Pull-Up Resistor，再点击，把 Weak Pull-Up Resistor 添加到右列表框，这样在 Pin Planner 的 All Pins 区域里就有一列 Weak Pull-Up Resistor 的设置项。图片再把需要上拉的 SDA 和 SCL 在其对应的 Weak Pull-Up Resistor 列的位置双极鼠标左键，就会弹出一个 Off/On 的选项，选上 On 就可以了。最后完成后的设置如下：图片引脚分配和上拉设置完成后，对我们设计的系统顶层文件进行综合布局布线生成 sof 下载文件，然后下载到 AC620 实验平台进行板级验证。板级验证需要用到串口软件工具，这里使用的是名叫格西烽火的串口工具，选择对应的开发板的串口号和波特率，系统设计的波特率在顶层文件 uart_eeprom 中可进行设置，这里我们设置的波特率为115200bps。板级验证时，我们先往 EEPROM 里写入一些数据，也就是在串口发送 6 组数据，每组数据写入四个数据；写完后发送读数据命令，读出写入的数据，分两次读，一次读 20个数据，一次读 4 个数据，具体的发送读写指令操作和串口接收的数据如下图：图片从串口发送和接受的数据分析可得，从 EEPROM 读出的 20 个数据和写入的 20 个数据是一样的，这就说明，设计的整个系统是工作正常的，读者可以多次进行多组测试来验证设计的完整性，整个的测试还可以利用 Quartus II 软件中的 SignalTap II Logic Analyzer 工具对 SDA 和 SCL 的波形进行抓取分析系统设计的正确性，这里就不详细的说明了，读者可以自己进行尝试。整个串口读写 EEPROM 的系统设计就算完成了，里面还有很多需要完善的地方，读者可以在学习完成后，对本实验进行改进和拓展。本节小结本节主要从二线制 I2C 协议的基本知识和概念、 I2C 器件之间数据通信过程，比较全面的了解了 I2C 协议，并以此设计一个可进行读写操作的 I2C 控制器，结合前面设计的串口收发模块和 FIFO 模块设计了一个简易应用，实现了串口对 EEPROM 存储器的读写功能，并进行相应的板级验证。读者可以在此基础上进行一定的优化和拓展，AC620实验开发板上还有音频模块和时钟模块挂在在 I2C 总线上，读者可以利用这些模块实现更丰富的应用

FPGA&ASIC # ASIC/FPGA # 小实验

刘航宇 3年前
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【LoRa】Chirp调制摘要本文介绍了线性调频（LFM）信号，又称Chirp信号，其在雷达、声纳和通信领域的应用。Chirp信号调制技术通过频率斜升变化传输二元数据，具有抗干扰和抗噪声能力。LoRa调制技术结合了Chirp信号的优势，用于超宽带（UWB）通信，提高通信质量。关键词：LoRa, Chirp调制, 线性调频, CSS技术, LFM信号线性调频信号的表征与特征线性调频(Linear Frequency Modulation， LFM) 是一种不需要伪随机编码序列的扩展频谱调制技术。因为线性调频信号占用的频带宽度远大于信息带宽，所以也可以获得很大的系统处理增益。线性调频信号也称为鸟声(Chirp) 信号，因为其频谱带宽落于可听范围，听着像鸟声(英文单词Chirp为鸟叫的意思)，所以又称Chirp护展频谱(Chirp SpreadSpectrum，CSS)技术。LFM技术在雷达、声纳技术中有广泛应用，例如，在雷达定位技术中，它可用来增大射频脉冲宽度、加大通信距离、提高平均发射功率，同时又保持足够的信号频谱宽度，不降低雷达的距离分辨率。将CSS技术用于扩频通信的研究发展日益活跃，尤其随着超宽带(UWB) 技术的发展，将CSS技术与UWB的宽带低功率谱相结合形成的Chi rp-UWB通信，它利用Chi rp技术产生超宽带宽，具备二者优势，增强了抗干扰与抗噪声的能力。CSS技术已成为传感网络通信标准，IEEE802. 15中物理层候选标准。 FM、FSK、CSS信号比较图片线性调频（LFM）信号图片 Chirp信号调制技术的产生与检测 Chirp通信信号-般形式通信的二元数据也可用LFM信号，常称为Chirp信号来传输。最常用做法是用围绕着中心频率f的正向和负向频率斜升变化来代表二元信码“1”与“0” 接收端采用两个相应的匹配滤波器来检测。匹配滤波器输出是一个峰值功率正比于时间带宽积FT的压缩脉冲，通过取样判决可以恢复出信码“1”。代表信码“0”的负斜率Chirp信号通过对应的负斜率匹配滤波器可得出与正斜率匹配滤波器相同结论的压缩脉冲，通过取样判决确定信码“0”。图片 2.信号调制图片 3.Chirp信号解调和检测图片 LoRa调制图片图片图片

通信&信息处理 # 信号处理

刘航宇 4年前
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2022-12-25
【FPGA】【SPI】线性序列机与串行接口 ADC 驱动设计与验证摘要本文介绍了ADC128S022模数转换器的工作原理、电路设计、SPI接口时序以及基于线性序列机的驱动设计。通过仿真和板级测试验证了设计的正确性。关键词：FPGA, SPI, ADC128S022, 模数转换器, 线性序列机本章导读模数转换器即 A/D 转换器，或简称 ADC（Analog to Digital Conver），通常是指一个将模拟信号转变为数字信号的电子元件。通常的模数转换器是把经过与标准量比较处理后的模拟量转换成以二进制数值表示的离散信号的转换器。模数转换器的种类很多，按工作原理的不同，可分成间接 ADC 和直接 ADC。间接 ADC是先将输入模拟电压转换成时间或频率，然后再把这些中间量转换成数字量，常用的有双积分型 ADC。直接 ADC 则直接转换成数字量，常用的有并联比较型 ADC 和逐次逼近型 ADC。并联比较型 ADC：采用各量级同时并行比较，各位输出码也是同时并行产生，所以转换速度快。并联比较型 ADC 的缺点是成本高、功耗大。逐次逼近型 ADC：它产生一系列比较电压 VR，但它是逐个产生比较电压，逐次与输入电压分别比较，以逐渐逼近的方式进行模数转换。它比并联比较型 ADC 的转换速度慢，比双分积型 ADC 要快得多，属于中速 ADC 器件。双积分型 ADC：它先对输入采样电压和基准电压进行两次积分，获得与采样电压平均值成正比的时间间隔，同时用计数器对标准时钟脉冲计数。它的优点是抗干扰能力强，稳定性好；主要缺点是转换速度低。本节以 ADC128S022 为例介绍 ADC 的工作原理及时序图解释，并用线性序列机来描述时序图进而正确驱动此类设备。本实验中，直接使用 AD/DA 模块上的 DAC 模块的输出直接接到 ADC 模块的输入上，通过控制 DAC 输出不同电压值，然后比较 DAC 的输出与 ADC采样到的值的大小，来评估 ADC 驱动的正确性。 ADC 芯片概述及电路设计 ADC128S022 型 ADC 内部工作原理在 AC620 开发板上使用的模数转换器为逐次逼近型的低功耗芯片 ADC128S022，其具有 8 通道以及 12 位的分辨率。电源采用独立的模拟供电以及数字供电，其中模拟电源 VA输入范围为 2.7V~5.25V，数字电源 VD 输入范围为 2.7V~VA。其与外部通信支持多种接口如：SPI、QSPI、MICROWIRE 以及通用的 DSP 接口。转换速度在 50kps~200kps，典型情况下当3V 供电时功耗为 1.2mW，5V 供电时为 7.5mW。图片本款 ADC 为 12 位分辨率，因此 1bit 代表的电压值即为 VA/4096。手册中同时指出，当模拟输入电压低于 VA/8192 时，输出数据即为 0000_0000_0000b。同理由于芯片本身内部构造当输出数 0000_0000_0000b 变为 0000_0000_0001b 时，实际输入电压变化为 VA/8192 而不是 VA/4096。当输入电压大于等于 VA-1.5* VA/4096，输出数据即为 1111_1111_1111b。 ADC128S022 型 ADC 芯片引脚功能 ADC128S022 芯片引脚及功能描述如表 25.1 所示。图片 ADC128S022 电路设计 ADC128S022 部分电路图如图 25.2 所示。这里外接了一个抗混叠低通滤波器，其作用是为了避免输入信号的高频成分在 ADC 的基带中引起混叠。数字电源与模拟电源电压均为3.3V，且数字电源与模拟电源之间串联磁珠用于抑制电磁干扰。图片传输特性图片 ADC128S022 型 ADC 接口时序微控制器与 ADC128S022 的接口如图 25.3 所示，该接口使用标准的 SPI 接口，因此可以直接连接到微控制器的片上 SPI。对于 FPGA 来说，则可以使用逻辑按照 SPI 时序搭建控制电路，以实现对 ADC128S022 的控制。图片 ADC128S022 通过 SPI 接口与控制器进行通信的时序图如图所示。一个串行帧开始于CS̅̅̅的下降沿，结束于CS̅̅̅的上升沿。一帧包含 16 个上升沿 SCLK。ADC 的 DOUT 引脚当CS̅̅̅为高时代表空闲状态，当为低时为传输状态。也就是相当于CS̅̅̅可以充当输出使能。在CS̅̅̅为高时 SCLK 默认高。在头三个 SCLK 的循环，ADC 处于采样模式（track）。在接下来的 13 个循环为保持模式（hold），转换完成并且完成数据输出。下降沿 1~4 为前导零，5~16 为输出转换结果。如果在持续测量模式中，ADC 在 N（16）个 SCLK 的上升沿会自动进去采样模式，在N16+4 个下降沿进入保持/转换模式。图片图片进入采样模式有三种方式，第一种当 SCLK 为高电平时 CS 变为低，当 SCLK 第一个下降沿到来时便进入采样模式，如时序图所示；第二种当 SCLK 为低电平时CS变低，自动进入采样模式，CS的下降沿即视为 SCLK 的第一个下降沿；第三种 SCLK 与CS一同变为低，这样对于两信号上升沿没有时序约束，但对于其下降沿有要求。在 DIN 的 8 个控制寄存器，每一位代表的含义如表 25.2 所示。图片其中 ADD[2:0]代表的输入通道选择如表 25.3 所示。图片图片 ADC128S022 接口时序设计经查阅手册可知器件工作频率 SCLK 推荐范围为 0.8~3.2MHz，这里定义其工作频率为1.92MHz(周期为 520ns)。设置一个两倍于 SCLK 的采样时钟 SCLK2X，使用 50M 系统时钟十三分频而来即 SCLK2X 为 3.84MHz。针对 SCLK2X 进行计数来确定图 25.4 中各个信号的状态。结合前面 ADC 的接口时序图，按照线性序列机的设计思路，可以整理得到每个信号发生变化时对应的时刻以及此时对应的计数器的值。表25.4为依照线性序列机的设计思想，整理得到的每个信号发生变化时对应的时刻以及此时对应的计数器的值。其中 CS_N 为芯片状态标志信号，SCLK 为芯片时钟输入脚，DIN 为芯片串行数据输入，DOUT 为芯片串行数据输出。图片图片线性序列机计数器的控制逻辑判断依据，如表 4.17.6 所示。图片以上就是通过线性序列机设计接口时序的一个典型案例，可以看到，线性序列机可以大大简化设计思路。线性序列机的设计思想就是使用一个计数器不断计数，由于每个计数值都会对应一个时间，那么当该时间符合需要操作信号的时刻时，就对该信号进行操作。这样，就能够轻松的设计出各种时序接口了。基于线性序列机的 ADC 驱动设计模块接口设计 ADC128S022 接口逻辑模块图如图 25.5 所示。图片每个端口功能描述如表 25.5 所示。图片图片在每次使能转换的时候，寄存当前状态通道选择 Channel 的值，防止在转换过程中该值发生变化对转换过程产生影响。 reg [2:0]r_Channel; //通道选择内部寄存器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) r_Channel <= 3'd0; else if(En_Conv) r_Channel <= Channel; else r_Channel <= r_Channel;生成使能信号，当输入使能信号有效后便将使能信号 en 置 1，当转换完成信号有效时便将其重新置 0。 reg en; //转换使能信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) en <= 1'b0; else if(En_Conv) en <= 1'b1; else if(Conv_Done) en <= 1'b0; else en <= en;在数据手册中SCLK的频率范围为0.8~3.2MHz。这里为了方便适配不同的频率需求率，设置了一个可调的计数器。根据表中可以看出，需要根据计数器的值周期性的产生 SCLK时钟信号，这里可以将计数器的值等倍数放大，形成过采样。这里产生一个两倍于 SCLK 的信号，命名为 SCLK2X。首先编写分频计数器，时钟 SCLK2X 的计数器。 reg [7:0]DIV_CNT;//分频计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) DIV_CNT <= 8'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1)) //时钟分频设置 DIV_CNT <= 8'd0; else DIV_CNT <= DIV_CNT + 1'b1; end else DIV_CNT <= 8'd0;根据使能信号以及计数器状态生成 SCLK2X 时钟。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK2X <= 1'b0; else if(en && (DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))) SCLK2X <= 1'b1; else SCLK2X <= 1'b0;每当使能转换后，对 SCLK2X 时钟进行计数。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else if(SCLK2X && en)begin if(SCLK_GEN_CNT == 6'd33) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT + 1'd1; end else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT;根据 SCLK2X 计数器的值来确认工作状态以及数据传输进程。 reg [11:0]r_data; //转换结果读取内部寄存器 reg [5:0]SCLK_GEN_CNT;//SCLK2X 计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin SCLK <= 1'b1;CS_N <= 1'b1;DIN <= 1'b1; end else if(en) begin if(SCLK2X)begin case(SCLK_GEN_CNT) 6'd0:begin CS_N <= 1'b0; end 6'd1:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= 1'b0; end 6'd2:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd3:begin SCLK <= 1'b0; end 6'd4:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd5:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= r_Channel[2];end 6'd6:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd7:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= r_Channel[1];end 6'd8:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd9:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= r_Channel[0];end 6'd10,6'd12,6'd14,6'd16,6'd18,6'd20,6'd22,6'd24,6'd26,6'd28,6'd 30,6'd32: begin SCLK <= 1'b1; r_data <= {r_data[10:0], DOUT}; end 6'd11,6'd13,6'd15,6'd17,6'd19,6'd21,6'd23,6'd25,6'd27,6'd29,6'd 31: begin SCLK <= 1'b0; end 6'd33:begin CS_N <= 1'b1; end//将转换结果输出 default:begin CS_N <= 1'b1; end endcase end else ; end else CS_N <= 1'b1;一次转换结束的标志，即 en && SCLK2X && (SCLK_GEN_CNT == 6'd33)为真，并产生一个高脉冲的转换完成标志信号 Conv_Done。一次转换结束后将内部寄存器 r_data 的数据输出到输出端 Data 上。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin Data <= 12'd0; Conv_Done <= 1'b0; end else if(en && SCLK2X && (SCLK_GEN_CNT == 6'd33))begin Data <= r_data; Conv_Done <= 1'b1; end else begin Data <= Data; Conv_Done <= 1'b0; endADC 工作状态，在手册中看出 CS_N 在工作时为低电平，因此直接将此信号作为工作状态指示。 assign ADC_State = CS_N;仿真及板级测试为了测试模块功能，模拟 ADC 芯片的输出。这里用 Sin3e 产生一个正弦波文件，位宽12 位，个数为 4096，并以 sin_12bit.txt 保存当前工程下的 simulation 目录下的 modelsim 文件夹。这样就需要将产生的数据，发送到 ADC 驱动模块的输入线 DOUT 上，这里使用系统任务$readmemb，其可以用来从文件中读取数据到存储器中。其格式有以下三种： $readmemb("<数据文件名>",<存贮器名>); $readmemb("",,); $readmemb("<数据文件名>",<存贮器名>,<起始地址>,<结束地址>。首先定义文件存放位置。 `define sin_data_file "./sin_12bit.txt"定义 4096 个 12 位的存储单元，然后将波形数据读取到存储器中。 reg[11:0] memory[4095:0];//测试波形数据存储空间 initial $readmemh(`sin_data_file,memory);在测试时将这些数据整体循环三次，进行验证。其中 gene_DOUT(memory[address])；依次将存储器中存储的波形数据读出，按照 ADC 芯片转换结果输出方式的送到 DOUT 信号线上。 integer i; initial begin Rst_n = 0;Channel = 0; En_Conv = 0; DOUT = 0;address = 0; #101; Rst_n = 1; #100; Channel = 5; for(i=0;i<3;i=i+1)begin for(address=0;address<4095;address=address+1)begin En_Conv = 1; #20; En_Conv = 0; gene_DOUT(memory[address]); @(posedge Conv_Done); //等待转换完成信号 #200; end end #20000; $stop; end将存储空间的数据按照 ADC 的数据输出格式，发送到 DOUT 信号线上，供控制模块采集。 task gene_DOUT; input [15:0]vdata; reg [4:0]cnt; begin cnt = 0; wait(!CS_N); while(cnt<16)begin @(negedge SCLK) DOUT = vdata[15-cnt]; cnt = cnt + 1'b1; end end endtask全编译后进行仿真，可看出此次信号较多。这里首先查看与 ADC 相关的使能信号、状态标志信号以及 SCLK 时钟信号等。选中以上这些信号，可以看出，每当外界输入一个周期的 En_Conv 转换信号，模块内部使能信号 en 就置高，一直到转换完成标志信号 Conv_Done有效再置 0。当 SLK2X 计数器值为 33d 且当 SCLK2X 为高时，便输出一个时钟周期的高脉冲信号，标志着本次转换过程结束。同时 SCLK2X 时钟为 ADC 工作时钟 SCLK 的两倍。以上各信号符合既定的设计。图片 DIN 为 FPGA 控制 ADC 通道选择的信号，这里选择的通道五也就是 ADD[2:0]=101b，可以看出图每个测量循环中发送 DIN 状态均一致。图片查看 DOUT 串行数据输出信号，在每个 SCLK 上升沿 DOUT 均会输出一位数据。在第一个转换过程中，DOUT 首先输出 4 个前导 0，然后依次输出 1000_0000_0000b（MSB），也就是在激励文件中例化的正弦波的第一个数据 800h。并在一次转换完成后，输出并行数据 Data。符合既定设计，可以自行分析第二个转换过程。图片查看 CS_N 与 ADC_State 工作状态标志信号，可看出当 ADC 处于转换时为低电平，空闲时为高电平，符合设计要求。图片将并行输出数据 Data 设置为模拟形式，主要参数如图 25.10 所示，其中波形所占高度可根据实际情况自行设计，此处暂定 100。图片重启仿真后可看出数据输入为 3 个周期的正弦波也就是采样正确，符合既定设计。这里如不重启仿真可能会出现如图 25.12 所示的波形影响观测，此为仿真软件本身问题，可不深究。图片为了进行板级仿真，新建测试 ADC_test 顶层文件，在顶层文件中例化 ADC 以及 DAC驱动，并设置好相关使能以及标志信号。再分别生成两个 ISSP 文件，其中驱动 DAC 电压数据的命名为 ISSP_DAC（源位宽为 16），采集 ADC 电压以及通道设置的为 ISSP_ADC（源位宽为 3，探针位宽为 12）。分配引脚并全编译后，下载程序，并启动 ISSP。 1.DAC 的 DA 输出端连接 ADC 的 A0 输入端。如图 25.13 所示，使得 DAC 输出电压为0，可测得电压为 0。图片 2.DAC 的 DA 输出端连接 ADC 的 A0 输入端。此时更新 DB 的输出值，如图 25.14，可以看出 A0 测量数据保持 0 不变。图片 3.DAC 的 DB 输出端接 ADC 的 A1 输入端。此时更新 DB 值，其理论输出电压为7FF/FFF 4.096=2.048V ，如图 25.15 所示，使能 A1 测量端可测得输入电压为2535/40963.3=2.04V，在误差允许范围内。图片 DAC的DB输出端接ADC的 A1 输入端。此时更新 DB 值，其理论输出电压为 BD3/FFF 4.096=3.072V,如图 25.16 所示，使能 A1 测量端可测得输入电压为 3815/4096 3.3=2.07V，在误差允许范围内。图片同理可测试的其他 DAC 输出电压以及 ADC 输入测量电压值。此处换算时需注意，DAC电路输出电压范围为 0~4V，ADC 电路测量电压范围为 0~3.3V。工程代码图片在我们设计的驱动模块中，需要给ADC芯片三个控制信号SCLK、CS_N、DIN，还需要有接收ADC转化结果的ADC_OUT。ADC芯片的选址信号通过Channel端给到ADC_driver中，然后通过ADC_DIN给到芯片中，用于选择采集模拟信号的通道。12位宽的Data输出给外部的FIFO缓存。 module adc128s022( Clk, Rst_n, Channel, Data, En_Conv, Conv_Done, ADC_State, DIV_PARAM, ADC_SCLK, ADC_DOUT, ADC_DIN, ADC_CS_N ); input Clk; //输入时钟 input Rst_n; //复位输入，低电平复位 input [2:0]Channel; //ADC转换通道选择 output reg [11:0]Data; //ADC转换结果 input En_Conv; //使能单次转换，该信号为单周期有效，高脉冲使能一次转换 output reg Conv_Done; //转换完成信号，完成转换后产生一个时钟周期的高脉冲 output ADC_State; //ADC工作状态，ADC处于转换时为低电平，空闲时为高电平 input [7:0]DIV_PARAM; //时钟分频设置，实际SCLK时钟频率 = fclk / （DIV_PARAM * 2） output reg ADC_SCLK; //ADC 串行数据接口时钟信号 output reg ADC_CS_N; //ADC 串行数据接口使能信号 input ADC_DOUT; //ADC转换结果，由ADC输给FPGA output reg ADC_DIN; //ADC控制信号输出，由FPGA发送通道控制字给ADC reg [2:0]r_Channel; //通道选择内部寄存器 reg [11:0]r_data; //转换结果读取内部寄存器 reg [7:0]DIV_CNT;//分频计数器 reg SCLK2X;//2倍SCLK的采样时钟 reg [5:0]SCLK_GEN_CNT;//SCLK生成暨序列机计数器 reg en;//转换使能信号 //在每个使能转换的时候，寄存Channel的值，防止在转换过程中该值发生变化 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) r_Channel <= 3'd0; else if(En_Conv) r_Channel <= Channel; else r_Channel <= r_Channel; //产生使能转换信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) en <= 1'b0; else if(En_Conv) en <= 1'b1; else if(Conv_Done) en <= 1'b0; else en <= en; //生成2倍SCLK使能时钟计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) DIV_CNT <= 8'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1)) DIV_CNT <= 8'd0; else DIV_CNT <= DIV_CNT + 1'b1; end else DIV_CNT <= 8'd0; //生成2倍SCLK使能时钟 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK2X <= 1'b0; else if(en && (DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))) SCLK2X <= 1'b1; else SCLK2X <= 1'b0; //生成序列计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else if(SCLK2X && en)begin if(SCLK_GEN_CNT == 6'd33) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT + 1'd1; end else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT; //序列机实现ADC串行数据接口的数据发送和接收 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin ADC_SCLK <= 1'b1; ADC_CS_N <= 1'b1; ADC_DIN <= 1'b1; end else if(en) begin if(SCLK2X)begin case(SCLK_GEN_CNT) 6'd0:begin ADC_CS_N <= 1'b0; end 6'd1:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= 1'b0; end 6'd2:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd3:begin ADC_SCLK <= 1'b0; end 6'd4:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd5:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= r_Channel[2];end //addr[2] 6'd6:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd7:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= r_Channel[1];end //addr[1] 6'd8:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd9:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= r_Channel[0];end //addr[0] //每个上升沿，寄存ADC串行数据输出线上的转换结果 6'd10,6'd12,6'd14,6'd16,6'd18,6'd20,6'd22,6'd24,6'd26,6'd28,6'd30,6'd32: begin ADC_SCLK <= 1'b1; r_data <= {r_data[10:0], ADC_DOUT}; end //循环移位寄存DOUT上的12个数据 6'd11,6'd13,6'd15,6'd17,6'd19,6'd21,6'd23,6'd25,6'd27,6'd29,6'd31: begin ADC_SCLK <= 1'b0; end 6'd33:begin ADC_CS_N <= 1'b1; end default:begin ADC_CS_N <= 1'b1; end //将转换结果输出 endcase end else ; end else begin ADC_CS_N <= 1'b1; end //转换完成时，将转换结果输出到Data端口，同时产生一个时钟周期的高脉冲信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin Data <= 12'd0; Conv_Done <= 1'b0; end else if(en && SCLK2X && (SCLK_GEN_CNT == 6'd33))begin Data <= r_data; Conv_Done <= 1'b1; end else begin Data <= Data; Conv_Done <= 1'b0; end //产生ADC工作状态指示信号 assign ADC_State = ADC_CS_N; endmodule ADC工程下载地址：https://wwek.lanzoub.com/iDiv00jdsyrc 提取码：仿真结果图片

FPGA&ASIC # 小实验

刘航宇 4年前
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【FPGA】深度理解串口接收模块设计与验证摘要本章介绍了改进型串口接收模块的设计与验证，针对强电磁干扰问题，采用多次采样求概率的方式提高数据可靠性，并通过功能仿真和板级测试验证了设计效果。关键词：FPGA, UART, 串口接收, 电磁干扰, 数据接收本章导读本章将学习 UART 的数据接收设计部分，针对实际使用中强电磁干扰可能会对数据的影响，本节提出一种改进型的串口接收模块设计方式。除了进行常规的功能仿真以外依旧使用 ISSP 工具进行板级测试。目录本章导读串口接收原理分析 UART 异步串行通信接收模块设计与实现串口接收模块接口设计这里输入数据相对于系统时钟是个异步信号，因此也需要对其进行同步，这里的处理方式与按键的输入部分一样，不再赘述。采样时钟生成模块设计采样数据接收模块设计数据状态判定模块设计仿真及板级验证代码工程串口接收原理分析上一节中学习了串口发送模块的设计与实现，其 UART 发送端发送一个字节数据时序图如图 17.1 所示。图片这一讲介绍串口接收模块的设计与实现。当对于数据线 Rs232_Rx 上的每一位进行采样时，一般情况下认为每一位数据的中间点是最稳定的。因此一般应用中，采集中间时刻时的电平即认为是此位数据的电平，如图 17.2 所示。图片但是在实际工业应用中，现场往往有非常强的电磁干扰，只采样一次就作为该数据的电平状态是不可靠的。很有可能恰好采集到被干扰的信号而导致结果出错，因此这里提出以下改进型的单 bit 数据接收方式示意图，使用多次采样求概率的方式进行状态判定，如图 17.3所示。图片图 17.3 改进型串口接收方式示意图在图 17.3 中，将每一位数据再平均分成了 16 小段。对于 Bit_x 这一位数据，考虑到数据在刚刚发生变化和即将发生变化的这一时期，数据极有可能不稳定的（用深灰色标出的两段），在这两个时间段采集数据，很有可能得到错误的结果，因此判定这两段时间的电平无效，采集时直接忽略。而中间这一时间段（用浅灰色标出），数据本身是比较稳定的，一般都代表了正确的结果。也就是前面提到的中间测量方式，但是也不排除该段数据受强电磁干扰而出现错误的电平脉冲。因此对这一段电平，进行多次采样，并求高低电平发生的概率，6 次采集结果中，取出现次数多的电平作为采样结果。例如，采样 6 次的结果分别为1/1/1/1/0/1/，则取电平结果为 1，若为 0/0/1/0/0/0,，则取电平结果为 0，当 6 次采样结果中 1和 0 各占一半（各 3 次），则可判断当前通信线路环境非常恶劣，数据不具有可靠性，不进行处理。同理7次采集可以多数决定少数。 UART 异步串行通信接收模块设计与实现串口接收模块接口设计基于以上原理，串口接收模块整体框图如图 17.4 所示，其接口列表如表 17.1 所示。图片 RS232 串行输入信号同步设计这里输入数据相对于系统时钟是个异步信号，因此也需要对其进行同步，这里的处理方式与按键的输入部分一样，不再赘述。 reg s0_Rs232_Rx,s1_Rs232_Rx; //同步寄存器 reg tmp0_Rs232_Rx,tmp1_Rs232_Rx; //数据寄存器 //同步寄存器，消除亚稳态 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin s0_Rs232_Rx <= 1'b0; s1_Rs232_Rx <= 1'b0; end else begin s0_Rs232_Rx <= Rs232_Rx; s1_Rs232_Rx <= s0_Rs232_Rx; end //数据寄存器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin tmp0_Rs232_Rx <= 1'b0; tmp1_Rs232_Rx <= 1'b0; end else begin tmp0_Rs232_Rx <= s1_Rs232_Rx; tmp1_Rs232_Rx <= tmp0_Rs232_Rx; end assign nedege = !tmp0_Rs232_Rx && tmp1_Rs232_Rx;采样时钟生成模块设计串口接收模块主要构成之一即为波特率时钟生成模块。这里根据本章原理部分提到的过采样方式，即实际的采样频率是波特率的 16 倍，得出计数值与波特率之间的关系如表 17.2所示，其中系统时钟周期为 System_clk_period，这里为 20ns。图片这里依旧使用一个选择器，来实现不同波特率与采样时钟分频计数值之间的对应关系。设计代码如下所示。 reg [15:0]bps_DR; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_DR <= 16'd324; else begin case(baud_set) 0:bps_DR <= 16'd324; 1:bps_DR <= 16'd162; 2:bps_DR <= 16'd80; 3:bps_DR <= 16'd53; 4:bps_DR <= 16'd26; default:bps_DR <= 16'd324; endcase end现在产生采样时钟，即波特率时钟的 16 倍。 reg [15:0]div_cnt; reg bps_clk; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) div_cnt <= 16'd0; else if(uart_state)begin if(div_cnt == bps_DR) div_cnt <= 16'd0; else div_cnt <= div_cnt + 1'b1; end else div_cnt <= 16'd0; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_clk <= 1'b0; else if(div_cnt == 16'd1) bps_clk <= 1'b1; else bps_clk <= 1'b0;采样时钟计数器，计数器清零条件之一 bps_cnt == 8'd159 代表一个字节接收完毕。(bps_cnt == 8'd12 && (START_BIT > 2))是实现起始位检测是否出错，在后面会对此进行详细解释。 reg [7:0]bps_cnt; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_cnt <= 8'd0; else if(bps_cnt == 8'd159 || (bps_cnt == 8'd12 && (START_BIT > 2))) bps_cnt <= 8'd0; else if(bps_clk) bps_cnt <= bps_cnt + 1'b1; else bps_cnt <= bps_cnt; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Rx_Done <= 1'b0; else if(bps_cnt == 8'd159) Rx_Done <= 1'b1; else Rx_Done <= 1'b0;采样数据接收模块设计以图 17.3 起始位为例，位于中间的采样时间段对应的 bps_cnt 值分别为 6、7、8、9、10、11，在这些时刻直接累加本位数据。然后，后一位数据的采样时间段的第一个 bps_cnt值为前一位数据采样时间段的第一个 bps_cnt 值加 16。所以，起始位后面紧跟的第一个数据位 Bit0 的采样时间段的 bps_cnt 值分别是 22、23、24、25、26、27，同样，在这些时刻，直接累加本位数据。以此类推，可以得到其他位的采样时间段对应的 bps_cnt 值。现解释为何在上面清零条件之一为(bps_cnt == 8'd12 && (START_BIT > 2))，理想情况下（真正的起始位）也就是当 bps_cnt 计数值为 12 时，START_BIT 的计算值应该为 0。而在实际中，有可能会出现一个干扰信号，而并非真正的起始信号，也导致下降沿的出现。此时，如果不加判断，直接视之为起始信号，进入接收状态，那么必然会接收到错误数据，也可能导致错过正确数据的接收。为了增加抗干扰能力，这里采样了这样的一种思路：当数据线上出现了下降沿时，先假设它是起始信号，然后对其进行中间段采样。如果这 6 次采样值累加结果大于 2，即 6 次采样中有至少一半的状态为高电平时，那么这显然不符合真正起始信号的持续低电平要求，此时就把刚才到来的下降沿视为干扰信号，而不视为起始信号。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin START_BIT <= 3'd0; r_data_byte[0] <= 3'd0; r_data_byte[1] <= 3'd0; r_data_byte[2] <= 3'd0; r_data_byte[3] <= 3'd0; r_data_byte[4] <= 3'd0; r_data_byte[5] <= 3'd0; r_data_byte[6] <= 3'd0; r_data_byte[7] <= 3'd0; STOP_BIT = 3'd0; end else if(bps_clk)begin case(bps_cnt) 0:begin START_BIT <= 3'd0; r_data_byte[0] <= 3'd0; r_data_byte[1] <= 3'd0; r_data_byte[2] <= 3'd0; r_data_byte[3] <= 3'd0; r_data_byte[4] <= 3'd0; r_data_byte[5] <= 3'd0; r_data_byte[6] <= 3'd0; r_data_byte[7] <= 3'd0; STOP_BIT <= 3'd0; end 6,7,8,9,10,11:START_BIT <= START_BIT + s1_Rs232_Rx; 22,23,24,25,26,27:r_data_byte[0] <= r_data_byte[0] + s1_Rs232_Rx; 38,39,40,41,42,43:r_data_byte[1] <= r_data_byte[1] + s1_Rs232_Rx; 54,55,56,57,58,59:r_data_byte[2] <= r_data_byte[2] + s1_Rs232_Rx; 70,71,72,73,74,75:r_data_byte[3] <= r_data_byte[3] + s1_Rs232_Rx; 86,87,88,89,90,91:r_data_byte[4] <= r_data_byte[4] + s1_Rs232_Rx; 102,103,104,105,106,107:r_data_byte[5] <= r_data_byte[5] + s1_Rs232_Rx; 118,119,120,121,122,123:r_data_byte[6] <= r_data_byte[6] + s1_Rs232_Rx; 134,135,136,137,138,139:r_data_byte[7] <= r_data_byte[7] + s1_Rs232_Rx; 150,151,152,153,154,155:STOP_BIT <= STOP_BIT + s1_Rs232_Rx; default: begin START_BIT <= START_BIT; r_data_byte[0] <= r_data_byte[0]; r_data_byte[1] <= r_data_byte[1]; r_data_byte[2] <= r_data_byte[2]; r_data_byte[3] <= r_data_byte[3]; r_data_byte[4] <= r_data_byte[4]; r_data_byte[5] <= r_data_byte[5]; r_data_byte[6] <= r_data_byte[6]; r_data_byte[7] <= r_data_byte[7]; STOP_BIT <= STOP_BIT; end endcase end数据状态判定模块设计在原理部分介绍过，对一位数据需进行 6 次采样，然后取出现次数较多的数据作为采样结果，也就是说，6 次采样中出现次数多于 3 次的数据才能作为最终的有效数据。对此，可以用接收到数据 r_data_byte[n]结合数值比较器来判断，也可以直接令其等于当前位的最高位数据。以下面例子说明：当 r_data_byte[n]分别为二进制的 011B/010B/100B/101B时，这几个数据十进制格式分别为 3d/2d/4d/5d，可以发现大于等 4d 的为 100B/101B。当最高位是 1 即此时的数据累加值大于等于 4d，可以说明数据真实值为 1；当最高位是 0 即此时的数据累加值小于等于 3d，可以说明数据真实值为 0，因此只需判断最高位即可。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) data_byte <= 8'd0; else if(bps_cnt == 8'd159)begin data_byte[0] <= r_data_byte[0][2]; data_byte[1] <= r_data_byte[1][2]; data_byte[2] <= r_data_byte[2][2]; data_byte[3] <= r_data_byte[3][2]; data_byte[4] <= r_data_byte[4][2]; data_byte[5] <= r_data_byte[5][2]; data_byte[6] <= r_data_byte[6][2]; data_byte[7] <= r_data_byte[7][2]; end仿真及板级验证完成设计之后，对其进行功能仿真。在下面的 testbench 文件中，这里产生数据的激励输入使用上一章的发送数据模块的输出来实现，因此激励文件只需在上一章的激励文件中，修改端口信息、例化本模块以及将发送模块输出的 Rs232_Tx 连接到接收模块上的 Rs232_Rx即可。修改后的部分激励文件如下: wire Rs232_Tx; uart_byte_rx uart_byte_rx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .baud_set(baud_set), .Rs232_Rx(Rs232_Tx), .data_byte(data_byte_r), .Rx_Done(Rx_Done) ); uart_byte_tx uart_byte_tx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .data_byte(data_byte_t), .send_en(send_en), .baud_set(baud_set), .Rs232_Tx(Rs232_Tx), .Tx_Done(Tx_Done), .uart_state(uart_state) );设置好仿真脚本后进行功能仿真，可以看到如图 17.5 所示的波形文件，每当一个字节发送结束后，数据输出 data_byte_r 均会更新输出一次。下图中由于 Rs232_Rx 仅声明了但并未调用，因此无数据显示，可以直接删除。图片与上一章不同，这里使用 ISSP 的探针功能，对本次数据接收模块进行板级调试与验证。其主要配置如图 17.6 所示，并加入到工程中。图片新建一个顶层文件 uart_rx_top.v，这里例化数据接收模块以及 ISSP 工具。只有接收成功后才采集下一次数据，符合实际使用情况。 module uart_rx_top(Clk,Rst_n,Rs232_Rx); input Clk; input Rst_n; input Rs232_Rx; reg [7:0]data_rx_r; wire [7:0]data_rx; wire Rx_Done; uart_byte_rx uart_byte_rx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .baud_set(3'd0), .Rs232_Rx(Rs232_Rx), .data_byte(data_rx), .Rx_Done(Rx_Done) ); issp issp( .probe(data_rx_r) ); always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) data_rx_r <= 8'd0; else if(Rx_Done) data_rx_r <= data_rx; else data_rx_r <= data_rx_r; endmodule分配引脚并全编译无误后下载工程到开发板中。在 Quartus Prime 中点击 Tools→InSystem Source and Probes Editor 启动 ISSP，手动选择下载器后，并将数据格式改为设计中的 hex 格式，持续触发模式。打开电脑上的串口助手，将主要参数设置为：波特率为 9600、无校验位、8 位数据位以及 1bit 停止位。图片图 17.8 ISSP 工具设置界面在串口助手上先后输入 aa、38 后在 ISSP 使用界面可以看到 Data 会随之对应变化。可知设计无误。图片本章学习了串口接收的相关原理，在设计过程中针对工业现场的强电磁干扰等问题，提出了一种基于权重的改进型数据接收方式。并在板级调试中使用了 ISSP 中的探针功能（probe）。在本章实验的基础上，可以将接收到的数据在 4 位 LED 或者数码管上进行更直观的显示。代码工程串口接收下载地址：https://wwek.lanzoub.com/iEZDG0j3flaj 提取码：

FPGA&ASIC # 小实验

刘航宇 4年前
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【FPGA】【SPI】线性序列机与串行接口 DAC 驱动设计与验证摘要本文介绍了FPGA与DAC芯片的接口设计，包括DAC的工作原理、时序图解释、线性序列机设计思想以及接口时序设计。通过Quartus Prime软件和ISSP工具，实现了对TLV5618芯片的控制，实现了指定电压值的输出。关键词：FPGA,DAC,线性序列机,串行接口,时序设计概述：ADC和DAC是FPGA与外部信号的接口，从数据接口类型的角度划分，有低速的串行接口和高速的并行接口。FPGA经常用来采集中高频信号，因此使用并行ADC和DAC居多。并行接口包括两种数字编码方式：带符号数signed与无符号数unsigned。 DAC DA转化一般将数字信号“010101”转化为模拟信号去控制其它电子设备。导读：数模转换器即 D/A 转换器，或简称 DAC（Digital to Analog Conver），是指将数字信号转变为模拟信号的电子元件。 DAC 的内部电路构成无太大差异，一般按输出是电流还是电压、能否作乘法运算等进行分类。大多数 DAC 由电阻阵列和 n 个电流开关(或电压开关)构成，按数字输入值切换开关，产生比例于输入的电流(或电压) 。此外，也有为了改善精度而把恒流源放入器件内部的。 DAC 可分为电压型和电流型两大类，电压型 DAC 有权电阻网络、T 型电阻网络和树形开关网络等；电流型 DAC 有权电流型电阻网络和倒 T 型电阻网络等。电压输出型(如 TLV5618) 。电压输出型 DAC 虽有直接从电阻阵列输出电压的，但一般采用内置输出放大器以低阻抗输出。直接输出电压的器件仅用于高阻抗负载，由于无输出放大器部分的延迟，故常作为高速 DAC 使用。电流输出型(如 THS5661A ) 。电流输出型 DAC 很少直接利用电流输出，大多外接电流- 电压转换电路得到电压输出，后者有两种方法：一是只在输出引脚上接负载电阻而进行电流- 电压转换，二是外接运算放大器。乘算型(如 AD7533) 。DAC 中有使用恒定基准电压的，也有在基准电压输入上加交流信号的，后者由于能得到数字输入和基准电压输入相乘的结果而输出，因而称为乘算型 DAC。乘算型 DAC 一般不仅可以进行乘法运算，而且可以作为使输入信号数字化地衰减的衰减器及对输入信号进行调制的调制器使用。一位 DAC。一位 DAC 与前述转换方式全然不同，它将数字值转换为脉冲宽度调制或频率调制的输出，然后用数字滤波器作平均化而得到一般的电压输出，用于音频等场合。本章以 TLV5618 为例介绍 DAC 的工作原理及时序图解释，并用线性序列机（LSM）来描述时序图进而正确驱动此类设备。在 Quartus Pime 软件中，使用 ISSP 工具输入希望输出的电压值，控制 FPGA 进而操作 TLV5618 芯片输出对应的电压值。任务使用FPGA芯片控制DAC采集芯片，输出指定的电压值。硬件部分为了将FPGA输出的数字电压转换成模拟电压，使用到了数模转换芯片(简称DAC)TLV5618。进行设计前，需要查看该芯片的数据手册。 1.芯片功能图本章使用的 DAC 芯片为 TLV5618，其芯片内部结构如图所示。TLV5618 是一个基于电压输出型的双通道 12 位单电源数模转换器，其由串行接口、一个速度和电源控制器、电阻网络、轨到轨输出缓冲器组成。图片 TLV5618 使用 CMOS 电平兼容的三线制串行总线与各种处理器进行连接，接收控制器发送的 16 位的控制字，这 16 位的控制字被分为 2 个部分，包括 4 位的编程位，12 位的数据位。 2.端口功能表图片从功能图和功能表中我们可以看出，TLV5618有四个输入端口：片选信号CS、数据串行输入端口DIN、模拟参考电压REF、数字时钟SCLK。两个输出端分别为OUTA和OUTB，均为对应的模拟电压输出端。 3.时序图当片选(CS)信号为低电平时，输入数据以最高有效位在前的方式被读入 16 位移位寄存器。在 SCLK 输入信号的下降沿,把数据移入寄存器 A、B。当片选(CS)信号进入上升沿时,再把数据送至 12 位 A/D 转换器。图片从时序图中我们可以看到使用该芯片时要注意这几个参数： tw(L)：低电平最小宽度，25ns。 tw(H)：高电平最小宽度，25ns。 tsu(D)：数据最短建立时间。 th(D)：数据最短保持时间。 tsu(CS-CK)：片选信号下降沿到第一个时钟下降沿最短时间。 th(CSH)：片选信号最短拉高时间。 TLV5618 的 16 位数据格式如下: 图片其中，SPD 为速度控制位，PWR 为电源控制位。上电时，SPD 和 PWR 复位到 0（低速模式和正常工作）。图片 R1 与 R0 所有可能的组合以及代表的含义如下所示。如果其中一个寄存器或者缓冲区被选择，那么 12 位数据将决定新的 DAC 输出电压值。图片这样针对 D[15:12]不同组合构成的典型操作如下： 1）设置 DAC A 输出，选择快速模式：写新的 DAC A 的值，更新 DAC A 输出。DAC A 的输出在 D0 后的时钟上升沿更新。图片 2）设置 DAC B 输出，选择快速模式：写新的 DAC B 的值到缓冲区，并且更新 DAC B 输出。DAC B 的输出在 D0 后的时钟上升沿更新。图片 3）设置 DAC A、DAC B 的值，选择低速模式：在写 DAC A 的数据 D0 后的时钟上升沿 DAC A 和 B 同时更新输出。 a.写 DAC B 的数据到缓冲区：图片 b.写新的 DAC A 的值并且同时更新 DAC A 和 B：图片 4）设置掉电模式：×=不关心图片 4.输出电压计算图片图片由手册给出的公式知，输出电压与输入的编码值成正比，同时还要乘以一个系数REF，这个系数从芯片的REF引脚输入。我们打开并查看开发板的原理图：其中参考电压为由 LM4040 提供的 2.048V，与FPGA 采用三线制 SPI 通信。图片从图中知，我们用到了芯片LM4040-2.0给DAC供电，这个芯片工作时输出电压为4.028V（即精度为12位），故参数REF为4.028。 5.时钟频率与刷新率计算图片我们查阅手册后知道，使用该芯片时，时钟最大频率为20MHz，刷新率为时钟频率的1/16。而开发板提供的原始时钟为50MHz,因此可以采用四分频后得到12.5MHz的时钟频率。线性序列机设计思想与接口时序设计从图 24.3 中可以看出，该接口的时序是一个很有规律的序列，SCLK 信号什么时候该由变高，什么时候由高变低。DIN 信号什么时候该传输哪一位数据，都是可以根据时序参数唯一确定下来的。这样就可以将该数据波形放到以时间为横轴的一个二维坐标系中，纵轴就是每个信号对应的状态：图片因此只需要在逻辑中使用一个计数器来计数，然后每个计数值时就相当于在 t 轴上对应了一个相应的时间点，那么在这个时间点上，各个信号需要进行什么操作，直接赋值即可。经查阅手册可知器件工作频率SCLK最大为20MHz，这里定义其工作频率为12.5MHz。设置一个两倍于 SCLK 的采样时钟 SCLK2X，使用 50M 系统时钟二分频而来即 SCLK2X 为25MHz。针对 SCLK2X 进行计数来确定图 24.4 中各个信号的状态。可得出每个时间点对应信号操作详表。图片图片线性序列机计数器的控制逻辑判断依据，如表 24.7 所示。图片以上就是通过线性序列机设计接口时序的一个典型案例，可以看到，线性序列机可以大大简化设计思路。线性序列机的设计思想就是使用一个计数器不断计数，由于每个计数值都会对应一个时间，那么当该时间符合需要操作信号的时刻时，就对该信号进行操作。这样，就能够轻松的设计出各种时序接口了。基于线性序列机的 DAC 驱动设计模块接口设计设计 TLV5618 接口逻辑的模块如图 24.8 所示。图片其中，每个端口的功能描述如表 24.6 所示。表 24.6 模块端口功能描述图片生成使能信号，当输入使能信号有效后便将使能信号 en 置 1，当转换完成信号有效时便将其重新置 0。 reg en;//转换使能信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) en <= 1'b0; else if(Start) en <= 1'b1; else if(Set_Done) en <= 1'b0; else en <= en;在数据手册中SCLK的频率范围为0.8~3.2MHz。这里为了方便适配不同的频率需求率，设置了一个可调的计数器，改变 DIV_PARAM 的值即可改变 DAC 工作频率。根据表中可以看出，需要根据计数器的值周期性的产生 SCLK 时钟信号，这里可以将计数器的值等倍数放大，形成过采样。这里产生一个两倍于 SCLK 的信号，命名为 SCLK2X。首先编写分频计数器，时钟 SCLK2X 的计数器。 //生成 2 倍 SCLK 使能时钟计数器 reg [7:0]DIV_CNT;//分频计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) DIV_CNT <= 4'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))//2-1=1，cnt=0,25MHZ,cnt=1为12.5MHZ DIV_CNT <= 4'd0; else DIV_CNT <= DIV_CNT + 1'b1; end else DIV_CNT <= 4'd0;根据使能信号以及计数器状态生成 SCLK2X 时钟。 //生成 2 倍 SCLK 使能时钟计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK2X <= 1'b0; else if(en && (DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))) SCLK2X <= 1'b1; else SCLK2X <= 1'b0;每当使能转换后，对 SCLK2X 时钟进行计数。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else if(SCLK2X && en)begin if(SCLK_GEN_CNT == 6'd32) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT + 1'd1; end else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT;根据 SCLK2X 计数器的值来确认工作状态以及数据传输进程。 //依次将数据移出到 DAC 芯片 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin DIN <= 1'b1; SCLK <= 1'b0; r_DAC_DATA <= 16'd0; end else begin if(Start)//收到开始发送命令时，寄存 DAC_DATA 值 r_DAC_DATA <= DAC_DATA; if(!Set_Done && SCLK2X) begin if(!SCLK_GEN_CNT[0])begin //偶数， 0,2,4,6,8,10,12,14,16,18,20,22,24,26,28,30: SCLK <= 1'b1; DIN <= r_DAC_DATA[15]; r_DAC_DATA <= #1 r_DAC_DATA << 1; end else //奇数， 1,3,5,7,9,11,13,15,17,19,21,23,25,27,29,31: SCLK <= 1'b0; end endDAC 工作状态，处于数据传输状态时 CS_N 为低电平状态，空闲时为高。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) CS_N <= 1'b1; else if(en && SCLK2X) CS_N <= SCLK_GEN_CNT[5]; else CS_N <= CS_N;一次转换结束的标志，即 SCLK_GEN_CNT[5] && SCLK2X，并产生一个高脉冲的转换完成标志信号 Set_Done。 assign Set_Done = SCLK_GEN_CNT[5] && SCLK2X;仿真及板级测试这里仿真文件需输出几次并行数据，观测串行数据输出 DIN 的状态即可判断是否能驱动正常。这里输出四次数据分别为 C_AAAh、4_555h、1_555h、F_555h。部分代码如下，只写出了前两个数据，后面两个可直接复制修改即可。 initial begin Rst_n = 0; Start = 0; DAC_DATA = 0; #201; Rst_n = 1; #200; DAC_DATA = 16'hC_AAA; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'h4_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); $stop; end开始仿真后，可看出人为控制 DAC_DATA 数据输入状态正常。图片放大第一个数据传输过程，可以看出正常 1100_1010_1010_1010b，计数器计数到'd32 符合设计要求，且每个传输过程中 CS_N 为低。传输完成后产生一个时钟周期的 Set_Done 标志信号。图片为了再次验证 TLV5618 驱动模块设计的正确性，使用 ISSP 在线调试工具。创建一个 ISSPIP 核，主要配置如图 24.7 所示。图片加入工程后新建顶层文件 DAC_test.v，并对 ISSP 以及设计好的 TLV5618 进行例化. 在接口时序介绍中指出，TLV5618 有三种更新输出电压方式，下面分别测试这三种电压更新方式。上电复位后两通道输出电压初始值均为 0V。 1．单独测试 A 通道，依次输入 CFFFh、C7FFh、C1FFh，理论输出电压值应为 4.096、2.048、0.512。可在通道 A 测量输出电压依次为 4.10、2.05、0.51，此时通道 B 电压一直保持 0，电压输出在误差允许范围内。 2．单独测试 B 通道，依次输入 4FFFh、47FFh、4000h，可在通道 B 测量输出电压依次为4.10、2.05、0。此时通道 A 电压一直保持 0.51，电压输出在误差允许范围内。 3．测量 AB 两通道同时更新，首先输入 1FFF 将数据写入通道 B 寄存器，再写入 8FFF 到通道 A 寄存器。这样可以测量出写完后会两个通道输出电压会同时变为 4.10。通过以上三组测试数据的，可以发现 DAC 芯片输出电压数据更新正常。这样就完成了一个 DAC 模块的设计与仿真验证，基于本讲以及 14 讲即可实现信号发生器，详细内容可以参考第五篇中的进阶课程 DDS2。设计工程图片我们考虑用FPGA设计一个DAC驱动，通过CS、sclk、din三根信号线与DAC芯片连接，设计输入端口Data[15:0]。同时为了便于与其他模块共同协作，我们加上了使能端口en和转换完成标志位Conv_done，这是FPGA设计时必须考虑的一点，对于复杂的驱动模块，这两个信号是不可或缺的。软件部分 //驱动部分 module tlv5618( Clk, Rst_n, DAC_DATA, //并行数据输入端 Start,//开始标志位 Set_Done,//完成标志位 DAC_CS_N,//片选 DAC_DIN,//串行数据送给ADC芯片 DAC_SCLK,//工作时钟SCLK DAC_State//工作状态 ); parameter fCLK=50;//50MHZ时钟参数 parameter DIV_PARAM=2;//分频参数 input Clk; input Rst_n; input[15:0] DAC_DATA; input Start; output reg Set_Done; output reg DAC_CS_N; output reg DAC_DIN; output reg DAC_SCLK; output DAC_State; assign DAC_State=DAC_CS_N;//工作状态标志与片选信号相同 reg [15:0] r_DAC_DATA;//DAC数据寄存器 reg[3:0] DIV_CNT;//分频计数器 reg SCLK2X;//2倍SCLK的采样时钟 reg[5:0] SCLK_GEN_CNT;//SCLK生成暨序列机计数器 reg en; wire trans_done;//转化序列完成标志信号 always @(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) en<=1'b0; else if(Start) en<=1'b1; else if(trans_done) en<=1'b0;//转换完成后将使能关闭 else if(treans_done) en<=1'b0;//转换完成后将使能关闭 else en<en; end //分频计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) DIV_CNT<=4'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT==(DIV_PARAM-1'b1))//前面设置了分频系数为2，这里计数器能够容纳2拍时钟脉冲 DIV_CNT<=4'b0; else DIV_CNT<=DIV_CNT+1'b1; end else DIV_CNT<=4'd0; end //二分频 always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) SCLK2X<=1'b0; else if(en && (DIV_CNT==(DIV_PARAM-1'b1))) SCLK2X<=1'b1; else SCLK2X<=1'b0; end //生成序列计数器，对SCLK脉冲进行计数 always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT<=6'd0; else if(SCLK2X && en)begin//在高脉冲期间，累计拍数 if(SCLK_GEN_CNT==6'd33) SCLK_GEN_CNT<=6'd0; else SCLK_GEN_CNT<=SCLK_GEN_CNT+1'd1; end else SCLK_GEN_CNT<=SCLK_GEN_CNT; end always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) r_DAC_DATA<=16'd0; else if(Start) //收到开始发送命令时候，寄存DAC_DATA值 r_DAC_DATA<=DAC_DATA; else r_DAC_DATA<=r_DAC_DATA; end //依次将数据移出到DAC芯片 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin DAC_DIN<=1'b1; DAC_SCLK<=1'b0; DAC_CS_N<=1'b1; end else if(!Set_Done && SCLK2X)begin case(SCLK_GEN_CNT) 0: begin //高脉冲期间内，计数为0时了，打开片选使能，给予时钟上升沿，将最高位数据送给DAC芯片 DAC_CS_N <= 1'b0; DAC_DIN <= r_DAC_DATA[15]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 1,3,5,7,9,11,13,15,17,19,21,23,25,27,29,31: begin DAC_SCLK <= 1'b0; //时钟低电平 end 2: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[14]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 4: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[13]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 6: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[12]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 8: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[11]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 10: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[10]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 12: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[9]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 14: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[8]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 16: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[7]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 18: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[6]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 20: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[5]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 22: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[4]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 24: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[3]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 26: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[2]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 28: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[1]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 30: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[0]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 32: DAC_SCLK <= 1'b1; //时钟拉高 33: DAC_CS_N <= 1'b1; //关闭片选 default:; endcase end assign trans_done = (SCLK_GEN_CNT == 33) && SCLK2X; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Set_Done <= 1'b0; else if(trans_done) Set_Done <= 1'b1; else Set_Done <= 1'b0; endmodule//顶层模块 module DAC_test( Clk,//模块时钟50M Rst_n,//模块复位 DAC_CS_N, //TLV5618的CS_N接口 DAC_DIN, //TLV5618的DIN接口 DAC_SCLK //TLV5618的SCLK接口 ); input Clk; input Rst_n; output DAC_CS_N; output DAC_DIN; output DAC_SCLK; reg Start; reg [15:0]r_DAC_DATA; wire DAC_State; wire [15:0]DAC_DATA; wire Set_Done; tlv5618 tlv5618( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .DAC_DATA(DAC_DATA), .Start(Start), .Set_Done(Set_Done), .DAC_CS_N(DAC_CS_N), .DAC_DIN(DAC_DIN), .DAC_SCLK(DAC_SCLK), .DAC_State(DAC_State) ); always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) r_DAC_DATA <= 16'd0; else if(DAC_State) r_DAC_DATA <= DAC_DATA; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Start <= 1'd0; else if(r_DAC_DATA != DAC_DATA) Start <= 1'b1; else Start <= 1'd0; endmodule`timescale 1ns/1ns module tlv5618_tb(); reg Clk; reg Rst_n; reg [15:0]DAC_DATA; reg Start; wire Set_Done; wire DAC_CS_N; wire DAC_DIN; wire DAC_SCLK; tlv5618 tlv5618( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .DAC_DATA(DAC_DATA), .Start(Start), .Set_Done(Set_Done), .DAC_CS_N(DAC_CS_N), .DAC_DIN(DAC_DIN), .DAC_SCLK(DAC_SCLK), .DAC_State() ); initial Clk = 1; always#10 Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; Start = 0; DAC_DATA = 0; #201; Rst_n = 1; #200; DAC_DATA = 16'hC_AAA; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'h4_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'h1_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'hf_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; $stop; end endmodule仿真图片

FPGA&ASIC # ASIC/FPGA # 小实验

刘航宇 4年前
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基本微带贴片天线设计理论与尺寸算法摘要本文介绍了基本微带贴片天线的设计理论与尺寸算法，包括贴片形式、馈电方式、尺寸推导和计算公式，并提供了相应的Matlab代码实现。关键词：微带贴片天线, 尺寸算法, 微带线馈电, 1/4波长变换器, 915MHz理论图片贴片形式图片馈电方式图片尺寸推导图片图片尺寸算法 %微带天线尺寸算法 c=3e8; f=0.915e9 %频率915MHZ er=2.2;%板材介电常数 h=1.575e-3;%板材厚度 w=c/(2*f)*sqrt(2/(er+1)) ereff=(er+1)/2+(er-1)/2*(1+12*h/w)^(-0.5); dL=(0.412*(ereff+0.3)*(w/h+0.264)*h)/((ereff-0.258)*(w/h+0.8)); Leff=c/(2*f*sqrt(ereff)); L=Leff-2*dL erl=(er+1)/2+(er-1)/2*(1+12*h/L)^(-0.5); Xf=L/2-L/(2*sqrt(erl)) Lgnd=L+6*h; Wgnd=w+6*h;微带线馈电图片 1/4波长变换器图片计算推导图片尺寸算法 %微带天线尺寸算法 clear all; c=3e8; f=0.915e9 %频率915MHZ er=2.2;%板材介电常数 h=1.575e-3;%板材厚度 w=c/(2*f)*sqrt(2/(er+1)) ereff=(er+1)/2+(er-1)/2*(1+12*h/w)^(-0.5); dL=(0.412*(ereff+0.3)*(w/h+0.264)*h)/((ereff-0.258)*(w/h+0.8)); Leff=c/(2*f*sqrt(ereff)); L=Leff-2*dL erl=(er+1)/2+(er-1)/2*(1+12*h/L)^(-0.5); Xf=L/2-L/(2*sqrt(erl)) Lgnd=L+6*h; Wgnd=w+6*h; %Microstrip Line feed lambda_0=c/f; if w<=lambda_0 G=w^2/(90*lambda_0^2); else G=w^2/(120*lambda_0^2); end Yin=2*G; Rin=1/Yin ZT0=sqrt(Rin*50)

通信&信息处理 # 天线设计

刘航宇 4年前
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关于射频芯片马上懂！摘要本文介绍了手机射频芯片和基带芯片的功能、工作原理、电路分析以及国产射频芯片产业链现状。射频芯片负责信息发送和接收，基带芯片负责信息处理。国内射频芯片市场主要由Fabless设计类公司运营，5G射频芯片设计取得一定成绩。关键词：射频芯片, 基带芯片, 无线通信, 射频技术, 5G芯片一部可支持打电话、发短信、网络服务、APP应用的手机，通常包含五个部分：射频、基带、电源管理、外设、软件。射频：一般是信息发送和接收的部分; 基带：一般是信息处理的部分; 电源管理：一般是节电的部分，由于手机是能源有限的设备，所以电源管理十分重要; 外设：一般包括LCD，键盘，机壳等; 软件：一般包括系统、驱动、中间件、应用。目录射频芯片和基带芯片的关系工作原理与电路分析接收电路的结构和工作原理1.电路结构 2.各元件的功能与作用 3.接收信号流程 1.电路结构 2.各元件的功能与作用 3.发射信号流程国产射频芯片产业链现状在手机终端中，最重要的核心就是射频芯片和基带芯片。射频芯片负责射频收发、频率合成、功率放大;基带芯片负责信号处理和协议处理。那么射频芯片和基带芯片是什么关系? 射频芯片和基带芯片的关系射频(Radio Frenquency)和基带(Base Band)皆来自英文直译。其中射频最早的应用就是Radio——无线广播(FM/AM)，迄今为止这仍是射频技术乃至无线电领域最经典的应用。基带则是band中心点在0Hz的信号，所以基带就是最基础的信号。有人也把基带叫做“未调制信号”，曾经这个概念是对的，例如AM为调制信号(无需调制，接收后即可通过发声元器件读取内容)。但对于现代通信领域而言，基带信号通常都是指经过数字调制的，频谱中心点在0Hz的信号。而且没有明确的概念表明基带必须是模拟或者数字的，这完全看具体的实现机制。言归正传，基带芯片可以认为是包括调制解调器，但不止于调制解调器，还包括信道编解码、信源编解码，以及一些信令处理。而射频芯片，则可看做是最简单的基带调制信号的上变频和下变频。所谓调制，就是把需要传输的信号，通过一定的规则调制到载波上面让后通过无线收发器(RF Transceiver)发送出去的工程，解调就是相反的过程。工作原理与电路分析射频简称RF射频就是射频电流，是一种高频交流变化电磁波，为是Radio Frequency的缩写，表示可以辐射到空间的电磁频率，频率范围在300KHz～300GHz之间。每秒变化小于1000次的交流电称为低频电流，大于10000次的称为高频电流，而射频就是这样一种高频电流。高频(大于10K);射频(300K-300G)是高频的较高频段;微波频段(300M-300G)又是射频的较高频段。射频技术在无线通信领域中被广泛使用，有线电视系统就是采用射频传输方式。射频芯片指的就是将无线电信号通信转换成一定的无线电信号波形，并通过天线谐振发送出去的一个电子元器件，它包括功率放大器、低噪声放大器和天线开关。射频芯片架构包括接收通道和发射通道两大部分。射频电路方框图图片接收电路的结构和工作原理接收时，天线把基站发送来电磁波转为微弱交流电流信号经滤波，高频放大后，送入中频内进行解调，得到接收基带信息(RXI-P、RXI-N、RXQ-P、RXQ-N);送到逻辑音频电路进一步处理。该电路掌握重点：1、接收电路结构;2、各元件的功能与作用;3、接收信号流程。 1.电路结构接收电路由天线、天线开关、滤波器、高放管(低噪声放大器)、中频集成块(接收解调器)等电路组成。早期手机有一级、二级混频电路，其目的把接收频率降低后再解调(如下图) 接收电路方框图图片 2.各元件的功能与作用 1)、手机天线：结构：(如下图) 由手机天线分外置和内置天线两种;由天线座、螺线管、塑料封套组成。图片作用：a)、接收时把基站发送来电磁波转为微弱交流电流信号。b)、发射时把功放放大后的交流电流转化为电磁波信号。 2)、天线开关：结构：(如下图) 手机天线开关(合路器、双工滤波器)由四个电子开关构成。图片作用：完成接收和发射切换; 完成900M/1800M信号接收切换。逻辑电路根据手机工作状态分别送出控制信号(GSM-RX-EN;DCS- RX-EN;GSM-TX-EN;DCS- TX-EN)，令各自通路导通，使接收和发射信号各走其道，互不干扰。由于手机工作时接收和发射不能同时在一个时隙工作(即接收时不发射，发射时不接收)。因此后期新型手机把接收通路的两开关去掉，只留两个发射转换开关;接收切换任务交由高放管完成。 3)、滤波器：结构：手机中有高频滤波器、中频滤波器。作用：滤除其他无用信号，得到纯正接收信号。后期新型手机都为零中频手机;因此，手机中再没有中频滤波器。 4)、高放管(高频放大管、低噪声放大器)：结构：手机中高放管有两个：900M高放管、1800M高放管。都是三极管共发射极放大电路;后期新型手机把高放管集成在中频内部。高频放大管供电图图片作用：对天线感应到微弱电流进行放大，满足后级电路对信号幅度的需求。完成900M/1800M接收信号切换。原理：供电：900M/1800M两个高放管的基极偏压共用一路，由中频同时路提供;而两管的集电极的偏压由中频CPU根据手机的接收状态命令中频分两路送出;其目的完成900M/1800M接收信号切换。经过滤波器滤除其他杂波得到纯正935M-960M的接收信号由电容器耦合后送入相应的高放管放大后经电容器耦合送入中频进行后一级处理。 5)、中频(射频接囗、射频信号处理器)：结构：由接收解调器、发射调制器、发射鉴相器等电路组成;新型手机还把高放管、频率合成、26M振荡及分频电路也集成在内部(如下图)。图片作用： a)、内部高放管把天线感应到微弱电流进行放大; b)、接收时把935M-960M(GSM)的接收载频信号(带对方信息)与本振信号(不带信息)进行解调，得到67.707KHZ的接收基带信息; c)、发射时把逻辑电路处理过的发射信息与本振信号调制成发射中频; d)、结合13M/26M晶体产生13M时钟(参考时钟电路); e)、根据CPU送来参考信号，产生符合手机工作信道的本振信号。 3.接收信号流程手机接收时，天线把基站发送来电磁波转为微弱交流电流信号，经过天线开关接收通路，送高频滤波器滤除其它无用杂波，得到纯正935M-960M(GSM)的接收信号，由电容器耦合送入中频内部相应的高放管放大后，送入解调器与本振信号(不带信息)进行解调，得到67.707KHZ的接收基带信息(RXI-P、RXI-N、RXQ-P、RXQ-N);送到逻辑音频电路进一步处理。 #发射电路的结构和工作原理发射时，把逻辑电路处理过的发射基带信息调制成的发射中频，用TX-VCO把发射中频信号频率上变为890M-915M(GSM)的频率信号。经功放放大后由天线转为电磁波辐射出去。该电路掌握重点：(1)、电路结构;(2)、各元件的功能与作用;(3)、发射信号流程。 1.电路结构发射电路由中频内部的发射调制器、发射鉴相器;发射压控振荡器(TX-VCO)、功率放大器(功放)、功率控制器(功控)、发射互感器等电路组成。(如下图) 发射电路方框图图片 2.各元件的功能与作用 1)、发射调制器：结构：发射调制器在中频内部，相当于宽带网络中的MOD。作用：发射时把逻辑电路处理过的发射基带信息(TXI-P;TXI-N;TXQ-P;TXQ-N)与本振信号调制成发射中频。 2)、发射压控振荡器(TX-VCO)：结构：发射压控振荡器是由电压控制输出频率的电容三点式振荡电路;在生产制造时集成为一小电路板上，引出五个脚：供电脚、接地脚、输出脚、控制脚、900M/1800M频段切换脚。当有合适工作电压后便振荡产生相应频率信号。作用：把中频内调制器调制成的发射中频信号转为基站能接收的890M-915M(GSM)的频率信号。原理：众所周知，基站只能接收890M-915M(GSM)的频率信号，而中频调制器调制的中频信号(如三星发射中频信号135M)基站不能接收的，因此，要用TX-VCO把发射中频信号频率上变为890M-915M(GSM)的频率信号。当发射时，电源部分送出3VTX电压使TX-VCO工作，产生890M-915M(GSM)的频率信号分两路走：a)、取样送回中频内部，与本振信号混频产生一个与发射中频相等的发射鉴频信号，送入鉴相器中与发射中频进行较;若TX-VCO振荡出频率不符合手机的工作信道，则鉴相器会产生1-4V跳变电压(带有交流发射信息的直流电压)去控制TX-VCO内部变容二极管的电容量，达到调整频率准确性目的。b)、送入功放经放大后由天线转为电磁波辐射出去。从上看出：由TX-VCO产生频率到取样送回中频内部，再产生电压去控制TX-VCO工作;刚好形成一个闭合环路，且是控制频率相位的，因此该电路也称发射锁相环电路。 3)、功率放大器(功放)：结构：目前手机的功放为双频功放(900M功放和1800M功放集成一体)，分黑胶功放和铁壳功放两种;不同型号功放不能互换。作用：把TX-VCO振荡出频率信号放大，获得足够功率电流，经天线转化为电磁波辐射出去。值得注意：功放放大的是发射频率信号的幅值，不能放大他的频率。功率放大器的工作条件： a)、工作电压(VCC)：手机功放供电由电池直接提供(3.6V); b)、接地端(GND)：使电流形成回路; c)、双频功换信号(BANDSEL)：控制功放工作于900M或工作于1800M; d)、功率控制信号(PAC)：控制功放的放大量(工作电流); e)、输入信号(IN);输出信号(OUT)。 4)、发射互感器：结构：两个线径和匝数相等的线圈相互靠近，利用互感原理组成。作用：把功放发射功率电流取样送入功控。原理：当发射时功放发射功率电流经过发射互感器时，在其次级感生与功率电流同样大小的电流，经检波(高频整流)后并送入功控。 5)、功率等级信号：所谓功率等级就是工程师们在手机编程时把接收信号分为八个等级，每个接收等级对应一级发射功率(如下表)，手机在工作时，CPU根据接的信号强度来判断手机与基站距离远近，送出适当的发射等级信号，从而来决定功放的放大量(即接收强时，发射就弱)。附功率等级表：图片 6)、功率控制器(功控)：结构：为一个运算比较放大器。作用：把发射功率电流取样信号和功率等级信号进行比较，得到一个合适电压信号去控制功放的放大量。原理：当发射时功率电流经过发射互感器时，在其次级感生的电流，经检波(高频整流)后并送入功控;同时编程时预设功率等级信号也送入功控;两个信号在内部比较后产生一个电压信号去控制功放的放大量，使功放工作电流适中，既省电又能长功放使用寿命(功控电压高，功放功率就大)。 3.发射信号流程当发射时，逻辑电路处理过的发射基带信息(TXI-P;TXI-N;TXQ-P;TXQ-N)，送入中频内部的发射调制器，与本振信号调制成发射中频。而中频信号基站不能接收的，要用TX-VCO把发射中频信号频率上升为890M-915M(GSM)的频率信号基站才能接收。当TX-VCO工作后，产生890M-915M(GSM)的频率信号分两路走： a)、一路取样送回中频内部，与本振信号混频产生一个与发射中频相等的发射鉴频信号，送入鉴相器中与发射中频进行较;若TX-VCO振荡出频率不符合手机的工作信道，则鉴相器会产生一个1-4V跳变电压去控制TX-VCO内部变容二极管的电容量，达到调整频率目的。 b)、二路送入功放经放大后由天线转化为电磁波辐射出去。为了控制功放放大量，当发射时功率电流经过发射互感器时，在其次级感生的电流，经检波(高频整流)后并送入功控;同时编程时预设功率等级信号也送入功控;两个信号在内部比较后产生一个电压信号去控制功放的放大量，使功放工作电流适中，既省电又能长功放使用寿命。国产射频芯片产业链现状在射频芯片领域，市场主要被海外巨头所垄断，国内射频芯片方面，没有公司能够独立支撑IDM的运营模式，主要为Fabless设计类公司;国内企业通过设计、代工、封装环节的协同，形成了“软IDM“”的运营模式。图片射频芯片设计方面，国内公司在5G芯片已经有所成绩，具有一定的出货能力。射频芯片设计具有较高的门槛，具备射频开发经验后，可以加速后续高级品类射频芯片的开发。射频芯片封装方面，5G射频芯片一方面频率升高导致电路中连接线的对电路性能影响更大，封装时需要减小信号连接线的长度;另一方面需要把功率放大器、低噪声放大器、开关和滤波器封装成为一个模块,一方面减小体积另一方面方便下游终端厂商使用。为了减小射频参数的寄生需要采用Flip-Chip、Fan-In和Fan-Out封装技术。 Flip-Chip和Fan-In、Fan-Out工艺封装时，不需要通过金丝键合线进行信号连接，减少了由于金丝键合线带来的寄生电效应，提高芯片射频性能;到5G时代，高性能的Flip-Chip/Fan-In/Fan-Out结合Sip封装技术会是未来封装的趋势。在射频芯片领域，市场主要被海外巨头所垄断，国内射频芯片方面，没有公司能够独立支撑IDM的运营模式，主要为Fabless设计类公司;国内企业通过设计、代工、封装环节的协同，形成了“软IDM“”的运营模式。图片 Flip-Chip/Fan-In/Fan-Out和Sip封装属于高级封装，其盈利能力远高于传统封装。国内上市公司，形成了完整的FlipChip+Sip技术的封装能力。

VLSI&IC验证 # 射频IC

刘航宇 4年前
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关于作者：刘航宇，FPGA工程师，西北大学电子系硕士，有多年西北大学电子通信考研辅导和FPGA与嵌入式项目指导经验

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