首页
📁归档
⏳时光机
📫留言
🚩友链
💰资助名单
推荐
🎧音乐
🏜️ 壁纸
❤ 捐助
Search
1
【NPN/PNP三极管】放大电路饱和失真和截止失真的区别
19,174 阅读
2
论文写作中如何把word里面所有数字和字母替换为新罗马字体
10,137 阅读
3
【高数】形心计算公式讲解大全
8,750 阅读
4
【概论】一阶矩、二阶矩原点矩，中心矩区别与概念
7,448 阅读
5
Vivado-FPGA Verilog烧写固化教程
6,814 阅读
🪶微语&随笔
励志美文
我的随笔
写作办公
📡电子&通信
嵌入式＆系统
通信&信息处理
编程&脚本笔记
⌨️IC＆系统
FPGA&ASIC
VLSI&IC验证
EDA&虚拟机
💻电子&计算机
IP&SOC设计
机器学习
软硬件算法
登录
55(共79篇)
找到
79
篇与
55
相关的结果
- 第 3 页
VLSI设计基础6-努力概念与优化
参考书：数字集成电路-电路、系统与设计，本文栏目对其重点进行精简化 目录 1. 总论 2. 【重点】努力2. lg（逻辑努力）和G（路径逻辑努力）--【重点】 3. b(分支努力）和B（路径分支努力） 3.【重点】【优化】 确定电路尺寸 1. 总论 不同材料工艺 CMOS、双极性、BiCMOS、GaAs、超导等材料 逻辑级优化 逻辑深度：流水线【一级变n级】 电路拓扑：逻辑电路寄存器放几个、怎么放、要不要放；重定时（主要EDA工具完成） 扇出 门的复杂性 电路优化 逻辑类型、晶体管尺寸、不同频率下的电路模型 物理优化 版图策略 布局布线 2. 【重点】努力 根据INV延时的通式， $t_p=t_{p 0} \cdot\left(1+\frac{f}{\gamma}\right)$ 推广到所有的逻辑电路中，即有 $t_p=t_{p 0} \cdot\left(p+\frac{g \cdot f}{\gamma}\right)=t_{p 0} \cdot\left(p+\frac{h}{\gamma}\right)$ 图片 p（本征延时比） 如果忽略内部节点电容，p的计算： $p=\frac{\text { 复合门的输出端本征电容 }}{I N V \text { 输出端的本征电容 }}$ 因，$C_{i n t}=a \cdot W$，于是电容值可以用W来代替。 注意，是和输出端相连的管子才参与计算 图片 图片 图片 2. lg（逻辑努力）和G（路径逻辑努力）--【重点】 定义：一个门在最坏情况下，与反相器提供相同的输出电流（即电阻相等或驱动能力相等）时，所表现的输入电容比反相器大多少倍。 小贴士： 反相器有最小的逻辑努力 随着门的复杂度增加，逻辑努力相应增加 只和门的拓扑有关，与尺寸无关 逻辑努力g的计算： 图片 图片 3. b(分支努力）和B（路径分支努力） 图片 公式：$b=\frac{C_{o n-p a t h}+C_{o f f-p a t h}}{C_{o n-p a t h}}$ 注意： 分支努力是针对与一个路径节点而言的 如果只有一条路径，没有分叉，则b=1；如果该节点两个分支的栅电容大小相等，则b=2; 图片 对于路径分支努力B $B=\prod_1^n b_i$ 对于一条路径，该路径的分支努力等于路径上所有节点的分支努力连乘。 f（电气努力）和F （路径电气努力） 图片 f又称为等效扇出，表示第j+1级管子（j+1级输入电容）相对于第j级管子（j级输入电容）的尺寸（电容值）。 $$ f=\frac{C_{e x t}}{C_g} $$图片 图片 对于一条路径，该路径的电气努力等于路径上所有门的电气努力连乘然后除以路径分支努力。 h（门努力）和 g（路径门努力） $$ h=g \cdot f $$图片 3.【重点】【优化】 确定电路尺寸 为了追求更好的性能，即最低的延时，我们希望可以调整尺寸，让组合逻辑的延时最小。 图片 推导如下： ※本征延时和路径中逻辑门的类型有关，和尺寸无关。具体推导看（3）4.3 图片 eg： 求出路径上各级门的尺寸系数S 图片 如上图电路图，可以将电路分成以下4级 图片 步骤一：确定G、B、F 图片 图片 步骤二：确定级数N 由图可知，N=4 步骤三：计算门努力h $$ h=\sqrt[N]{H}=\sqrt[4]{55.56}=2.73 $$步骤四：计算尺寸系数Si 图片 最优级数N=lnF 图片
VLSI&IC验证
# VLSI
刘航宇
3年前
1
2,979
16
2023-02-23
VLSI设计基础5-CMOS组合逻辑门电路
参考书：数字集成电路-电路、系统与设计，本文栏目对其重点进行精简化 目录 1. CMOS电路的分类 2. 静态互补CMOS设计 2. 【重点】如何确定晶体管尺寸 3. Elmore延时模型 4. 【Elmore延时】计算复合门延时——【多扇入】 5. 降低【多扇入】的电路的延时 6. 延时和【扇出】 7. 总结 1. CMOS电路的分类 静态互补CMOS电路 即常见的CMOS电路——开关模型=理想开关+有限电阻 门输出通过一个低阻连接到VCC和GND，输出为该电路实现的布尔值（0或者1） 特点如下： 高噪声容限（见（4）噪声门限）。 高输入阻抗，低输出阻抗 静态功耗可忽略（见（4）功耗） 动态CMOS集成电路 信号暂时存储在高阻抗电路节点上面的电容上——RC大 特点如下： 门电路简单、速度快 设计和制作工艺复杂 对噪声敏感 图片 2. 静态互补CMOS设计 何为互补CMOS 互补CMOS由上拉网络（PUN）和下拉网络（PDN）组成，每个输入都分配到上拉和下拉网络 如下图，以与非门为例： 图片 图片 规则 以NMOS管作为分析对象， 串与，并或 即，NMOS管串联，实现与非功能；NMOS管并联，实现或非功能。 其关系如下图： 图片 为何是非？因为互补CMOS本身脱身于反相器，故自带非逻辑。 PMOS与之对偶 图片 【静态CMOS】分析逻辑门电路 CMOS管构成的电路分析，使用开关模型——理想开关+有限电阻+电容 以两输入与非门为例，如下图 图片 注意：有节点的地方，一般都有电容。如上图两输入与非门所示，两个串联的NMOS管之间存在节点，于是存在一个电容Cint；上拉和下拉网络之间存在节点，这个节点正好是输出结果的节点，为CL 图片 2. 【重点】如何确定晶体管尺寸 图片 图片 图片 图片 图片 图片 3. Elmore延时模型 【用途】：用于大概估算具有众多电容、电阻电路的延时，适用于【RC树】 最基本的公式：$t_p=0.69 R C=0.69 \tau$ 图片 图片 图片 $\tau=R_1 C_1+R_1 C_2+\left(R_1+R_3\right) C_3+\left(R_1+R_3\right) C_4+\left(R_1+R_3+R_i\right) C_i$ 于是 图片 4. 【Elmore延时】计算复合门延时——【多扇入】 图片 图片 分析【多扇入】： 晶体管串联导致电阻增大，传播延时随着扇入数的增大而增大 一个门的无负载本征延时最坏情况下，延时约为扇入数的二次函数 实际应用中，一般扇入数不超过4 5. 降低【多扇入】的电路的延时 调整管子尺寸 ——逐级加大晶体管尺寸，即在Elmore分析中出现最多次的管子的电阻应该减小（W增大） 图片 尺寸：M1>M2>M3....>MN 重新安排输入 ——关键路径上的晶体管应该靠近输出端。 关键信号：一个门的输出信号中，在所有输入中最后到达稳定的信号。 关键路径：决定一个结构最终速度的逻辑路径称为关键路径。 原理：越靠近输出端，信号需要经过的管子少，RC延时短。 图片 1.重构逻辑结构 ——多扇入逻辑电路拆解成若干个较低扇入的逻辑电路。 前面Elmore延时模型已经知道，延时和扇入数接近平方关系增长。 于是降低扇入数，可以降低电路的整体延时。 加入buffer隔开大扇入和大扇出 图片 图片 6. 延时和【扇出】 图片 7. 总结 关于逻辑门的延时，给出如下的公式进行描述 $t_p=a_1 F_I+a_2 F_I^2+a_3 F_O$ FI表示总的等效扇入，Fo表示总的等效扇出。 可见，延时与扇入成平方关系，同扇出成线性关系
VLSI&IC验证
# VLSI
刘航宇
3年前
0
3,468
6
VLSI设计基础4-反相器
参考书：数字集成电路-电路、系统与设计，本文栏目对其重点进行精简化 目录 1. INV综述 2. INV的静态特性 3. 【重点】INV的动态特性——tp4. 【※重要】计算延时tp——计算、优化 5. 根据【延时】设计电路 3. 反相链的设计 6. 功耗 7. 利用【功耗】设计电路 1. INV综述 INV的数集模型 图片 由组成的图可以知道，INV是由两个CMOS管串联组成的。而CMOS的数集模型是理想开关+有限导通电阻or无限关断电阻，故INV的数集模型如下 图片 即两个电阻开关并联。 图中的CL表示晶体管的漏极电容、连线电容、扇出门的输入电容 INV的特性综述 图片 VTC（电压传输特性） 所有的工作点不是输出高电平就是输出低电平，如下图： 图片 静态CMOS反向中PMOS和NMOS的负载曲线，原点表示直流工作点 2. INV的静态特性 开关阈值（VM） 图片 图片 噪声门限 图片 图片 3. 【重点】INV的动态特性——tp 设计角度 最小的传播延时 这是厂家最希望的 满足性能的同时，做到面积最小 面积最小，意味着成本最低。这里的面积取决于W，也就是选择合适的 根据扇出设计反相器链的级数 对于时钟树、复位树等需要多扇出的、且要求tp小的，如何设计一个合理的高扇出的反相器链 输入信号的上升下降时间对传播延时的影响 计算计算CL CL =晶体管的漏极电容+连线电容+扇出门的输入电容. 图片 等效电阻Req $R_{e q}=\frac{1}{V_{D D} / 2} \int_{V_{D D} / 2}^{V_{D D}} \frac{V}{I_{D S A T(1+\lambda V)}} d V \approx \frac{3}{4} \frac{V_{D D}}{I_{D S A T}}\left(1+\frac{7}{9} \lambda V_{D D}\right)$ 4. 【※重要】计算延时tp——计算、优化 图片 图片 5. 根据【延时】设计电路 图片 图片 图片 性能最好（tp-min）的反相器 图片 图片 3. 反相链的设计 反相链结构图 图片 图片 图片 例题 图片 6. 功耗 功耗组成 动态功耗：来源于电容充放电 短路电流：当输入电压在某一个区域时，使得上下两管同时导通，从而形成短路电流。 漏电流：属于静态功耗 动态功耗 工作过程——能量分配 来源于电容充放电 图片 图片 公式 图片 短路电流引起功耗 图片 图片 图片 图片 静态功耗（漏电流） 图片 图片 7. 利用【功耗】设计电路 图片 【小贴士】：延迟最低的等效扇出系数为$f=\sqrt[N]{F}$
VLSI&IC验证
# VLSI
刘航宇
3年前
0
1,230
2
I2C协议及verilog实现-串口读写 EEPROM
I2C 基本概念 I2C 总线（I2C bus，Inter-IC bus）是一个双向的两线连续总线，提供集成电路（ICs）之间的通信线路。I2C 总线是一种串行扩展技术，最早由 Philips 公司推出，广泛应用于电视，录像机和音频设备。I2C 总线的意思是“完成集成电路或功能单元之间信息交换的规范或协议”。Philips 公司推出的 I2C 总线采用一条数据线（SDA），加一条时钟线（SCL）来完成数据的传输及外围器件的扩展。I2C 总线物理拓扑结构如图 30.1 所示。 图片 I2C 总线在物理连接上比较简单，分别由 SDA(串行数据线)和 SCL(串行时钟线)两条总线及上拉电阻组成。通信的原理是通过控制 SCL 和 SDA 的时序，使其满足 I2C 的总线协议从而进行数据的传输。 I2C 总线上的每一个设备都可以作为主设备或者从设备，而且每一个设备都会对应一个唯一的地址(可以从 I2C 器件数据手册得知)，主从设备之间就是通过这个地址来确定与哪个器件进行通信。本次实验我们把 FPGA 作为主设备，把挂载在总线上的其他设备（如 EEPROM、PFC8563 等 I2C 器件）作为从设备。 I2C 总线数据传输速率在标准模式下可达 100kbit/s，快速模式下可达 400kbit/s，高速模式下可达 3.4Mbit/s。I2C 总线上的主设备与从设备之间以字节(8 位)为单位进行双向的数据传输。 目录 I2C 基本概念 I2C 协议时序介绍 inout信号原理 I2C 器件地址 I2C 存储器地址 I2C 单字节写时序 I2C 连续写时序（页写时序） I2C 单字节读时序 I2C 连续读时序（页读取） I2C 读写器件控制程序 本节小结 I2C 协议时序介绍 I2C 协议整体时序图如图 30.2 所示 图片 I2C 协议整体时序说明如下： （1） 总线空闲状态：SDA 为高电平，SCL 为高电平； （2） I2C 协议起始位：SCL 为高电平时，SDA 出现下降沿，产生一个起始位； （3） I2C 协议结束位：SCL 为高电平时，SDA 出现上升沿，产生一个结束位； （4） I2C 读写数据状态：主要包括数据的串行输出输入和数据接收方对数据发送方的响应信号。具体时序如图 30.3 所示。 图片 当 I2C 主机（后面简称主机）向 I2C 从机（后面简称从机）写入数据时，SDA 上的每一位数据在 SCL 的高电平期间被写入从机中。从主机角度来看，需要在 SCL 低电平期间改变要写入的数据。而当主机读取从机中数据时，从机在 SCL 低电平期间将数据输出到 SDA 总线上，在 SCL 的高电平期间保持数据稳定，从主机角度来看，需要在 SCL 的高电平期间将 SDA 线上的数据读取并存储。 每当一个字节的数据或命令传输完成时，数据接收方都会向发送方响应一位应答位。在响应应答位时，数据发出方将 SDA 总线设置为三态输入，由于 I2C 总线上都有上拉电阻，因此此时总线默认为高电平，若数据接收方正确接收到数据，则数据接收方将 SDA 总线拉低，以示正确应答。例如当主机向从机写入数据或命令时，每个字节都需要从机产生应答信号以告诉主机此次的数据或命令是否成功被写入。所以，当主机将一字节的数据或命令传出后，会将 SDA 信号设置为三态输入，等待从机应答（等待 SDA 被从机拉低为低电平），若从机正确应答，表明当前数据或命令传输成功，可以结束或开始下一个数据或命令的传输，否则表明数据或命令写入失败，主机就可以决定是否放弃写入或者重新发起写入。 inout信号原理 图片 图片 I2C 器件地址 每个 I2C 器件都有一个器件地址，有的器件地址在出厂时地址就设置好了，用户不可以更改（例如 OV7670 器件地址为固定的 0x42），有的确定了几位，剩下几位由硬件确定（比如常见的 I2C 接口的 EEPROM 存储器，留有 3 个控制地址的引脚，由用户自己在硬件设计时确定）。严格讲，主机不是直接向从机发送地址，而是主机往总线上发送地址，所有的从机都能接收到主机发出的地址，然后每个从机都将主机发出的地址与自己的地址比较，如 果匹配上了，这个从机就会向主机发出一个响应信号。主机收到响应信号后，开始向总线上发送数据，与这个从机的通讯就建立起来了。如果主机没有收到响应信号，则表示寻址失败。 通常情况下，主从器件的角色是确定的，也就是说从机一直工作在从机模式。不同器件定义地址的方式是不同的，有的是软件定义，有的是硬件定义。例如某些单片机的I2C 接口作为从机时，其器件地址是可以通过软件修改从机地址寄存器确定的。而对于一些其他器件，如 CMOS 图像传感器、EEPROM 存储器，其器件地址在出厂时就已经设定好了，具体值可以在对应的数据手册中查到。 对于 AT24C64 这样一颗 EEPROM 器件，其器件地址为 1010 加 3 位的片选信号。3位片选信号由硬件连接决定。例如 SOIC 封装的该芯片 PIN1、PIN2、PIN3 为片选地址。当硬件电路上分别将这三个 pin 连接到 GND 或 VCC 时，就可以设置不同的片选地址。I2C 协议在进行数据传输时，主机需要首先向总线上发出控制命令，其中，控制命令就包含了从机地址/片选信号+读写控制。然后等待从机响应。如图 30.4 所示为 I2C 控制命令传输的数据格式。 图片 I2C 传输时，按照从高到低的位序进行传输。控制字节的最低位为读写控制位，当该位为 0 时表示主机对从机进行写操作，当该位为 1 时表示主机对从机进行读操作。例如，当需要对片选地址为 100 的 AT24LC64 发起写操作，则控制字节应该为 1010_100_0。若进行读操作，则控制字节应该为 1010_100_1。 I2C 存储器地址 每个支持 I2C 协议的器件，内部总会有一些可供读写的寄存器或存储器，例如，对于我们用到的 EEPROM 存储器，内部就是顺序编址的一系列存储单元。对于我们常接触的 CMOS 摄像头如 OV7670（OV7670 的该接口叫 SCCB 接口，其实质也是一种特殊的 I2C协议，可以直接兼容 I2C 协议），其内部就是一系列编址的可供读写的寄存器。因此，我们要对一个器件中的存储单元（寄存器和存储器以下简称存储单元）进行读写，就必须要能够指定存储单元的地址。I2C 协议设计了有从机存储单元寻址地址段，该地址段为一个字或两个字节长度，在主机确认收到从机返回的控制字节响应后由主机发出。地址段长度视不同的器件类型，长度不同，例如同是 EEPROM 存储器，AT24C04 的址段长度为一个字节，而 AT24C64 的地址段长度为两个字节。具体是一个字节还是两个字节，与器件的存储单元数量有关。如图 30.5 和图 30.6 分别为 1 字节地址和 2 字节地址器件的地址分布图，其中 1 字节地址的器件是以内存为 1kbit 的 EEPROM 存储器 AT24C01 举例，2 字节地址的器件是以内存为 64kbit 的 EEPROM 存储器 AT24C64 举例的。 图片 I2C 单字节写时序 根据前面讲的，不同器件，I2C 器件地址字节不同，这样对于 I2C 单字节写时序就会有所差别，图 30.7 和图 30.8 分别为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件单字节写时序图。 图片 图片 根据时序图，从主机角度来描述一次写入单字节数据过程如下： a. 主机设置 SDA 为输出； b. 主机发起起始信号； c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作； d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为输出，传输 1 字节地址数据； f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； g. 读取应答信号成功，对于两字节地址段器件，传输地址数据低字节，对于 1 字节地址段器件，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的数据； h. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号，对于两字节地址段器件，接着步骤 i；对于 1 字节地址段器件，直接跳转到步骤 k； i. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的数据（对于两字节地址段器件）； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号（两字节地址段器件）； k. 读取应答信号成功，主机产生 STOP 位，终止传输。 I2C 连续写时序（页写时序） 注：I2C 连续写时序仅部分器件支持。 连续写是主机连续写多个字节数据到从机，这个和单字节写操作类似，连续多字节写操作也是分为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件的写操作，图 30.9 和图 30.10 分别为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件连续多字节写时序图。 图片 根据时序图，从主机角度来描述一次写入多字节数据过程如下： a. 主机设置 SDA 为输出； b. 主机发起起始信号； c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作； d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为输出，传输 1 字节地址数据； f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； g. 读取应答信号成功后，主机设置 SDA 为输出，对于两字节地址段器件，传输低字节地址数据，对于 1 字节地址段器件，传输待写入的第 1 个数据 h. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号，对于两字节地址段器件，接着步骤 i；对于 1 字节地址段器件，直接跳转到步骤 k； i. 读取应答信号成功后，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的第 1 个数据（两字节地址段器件）； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号（两字节地址段器件）； k. 读取应答信号成功后，主机设置 SDA 为输出，传输待写入的下一个数据； l. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号；n 个数据被写完，转到步骤 m，若数据未被写完，转到步骤 k； m. 读取应答信号成功后，主机产生 STOP 位，终止传输。 注：对于 AT24Cxx 系列的 EEPROM 存储器，一次可写入的最大长度为 32 字节。 I2C 单字节读时序 同样的，I2C 读操作时序根据不同 I2C 器件具有不同的器件地址字节数，单字节读操作分为 1 字节地址段器件单节数据读操作和 2 字节地址段器件单节数据读操作。图30.11 和图 30.12 分别为 不同情况的时序图。 图片 根据时序图，从主机角度描述一次读数据过程，如下： a. 主机设置 SDA 为输出； b. 主机发起起始信号； c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作； d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，传输 1 字节地址数据； f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； g. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，对于两字节地址段器件，传输低字节地址数据；对于 1 字节地址段器件，无此步骤，直接跳转到步骤 h； h. 主机发起起始信号； i. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 1，表明为读操作； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； k. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 为三态门输入，读取 SDA 总线上的一个字节的数据； l. 产生无应答信号（高电平）（无需设置为输出高电平，因为总线会被自动拉高）；m. 主机产生 STOP 位，终止传输。 I2C 连续读时序（页读取） 连续读是主机连续从从机读取多个字节数据，这个和单字节读操作类似，连续多字节读操作也是分为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件的读操作，图 30.13 和图 30.14 分别为 1 字节地址段器件和 2 字节地址段器件连续多字节读时序图。 图片 根据时序图，从主机角度描述多字节数据读取过程如下： a. 主机设置 SDA 为输出 b. 主机发起起始信号 c. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 0，表明为写操作。 d. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号。 e. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，传输 1 字节地址数据 f. 主机设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号。 g. 读取应答信号成功，主机设置 SDA 输出，对于两字节地址段器件，传输低字节地址数据；对于 1 字节地址段器件，无此步骤；直接跳转到步骤h； h. 主机发起起始信号； i. 主机传输器件地址字节，其中最低位为 1，表明为读操作； j. 设置 SDA 为三态门输入，读取从机应答信号； k. 设置 SDA 为三态门输入，读取 SDA 总线上的第 1 个字节的数据； l. 主机设置 SDA 输出，发送一位应答信号； m. 设置 SDA 为三态门输入，读取 SDA 总线上的下一个字节的数据；若 n 个字节数据读完成，跳转到步骤 n，若数据未读完，跳转到步骤 l；（对于 AT24Cxx，一次读取长度最大为 32 字节，即 n 不大于 32） n. 主机设置 SDA 输出，产生无应答信号（高电平）（无需设置为输出高电平，因为总线会被自动拉高）； o. 主机产生 STOP 位，终止传输。 I2C 读写器件控制程序 通过上述的讲述，对 I2C 读写器件数据时序有了一定的了解，下面将开始进行控制程序的设计。根据上面 I2C 的基本概念中有关读写时 SDA 与 SCL 时序，不管对于从机还是主机，SDA 上的每一位数据在 SCL 的高电平期间保持不变，而数据的改变总是在 SCL的低电平期间发生。因此，我们可以选用 2 个标志位对时钟 SCL 的高电平和低电平进行标记，如下图所示：scl_high 对 SCL 高电平期间进行标志，scl_low 对 SCL 低电平期间进行标志。这样就可以在 scl_high 有效时读 SDA 数据，在 scl_low 有效时改变数据。scl_high和 scl_low 产生的时序图如图 30.15 所示。 图片 在本实验中，时钟信号 SCL 采用计数器方法产生，计数器最大计数值为系统时钟频率除以 SCL 时钟频率，即：SCL_CNT_M = SYS_CLOCK/SCL_CLOCK。对于 scl_high 和 scl_low则只需要分别在计数到四分之一的最大值和四分之三的最大值时产生标志位即可，具体的时钟信号 SCL 和标志信号 scl_high、scl_low 产生实现代码如下： //系统时钟采用 50MHz parameter SYS_CLOCK = 50_000_000; //SCL 总线时钟采用 400kHz parameter SCL_CLOCK = 400_000; //产生时钟 SCL 计数器最大值 localparam SCL_CNT_M = SYS_CLOCK/SCL_CLOCK; reg [15:0]scl_cnt; //SCL 时钟计数器 reg scl_vaild; //I2C 非空闲时期 reg scl_high; //SCL 时钟高电平中部标志位 reg scl_low; //SCL 时钟低电平中部标志位 //I2C 非空闲时期 scl_vaild 的产生 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_vaild <= 1'b0; else if(Wr | Rd) scl_vaild <= 1'b1; else if(Done) scl_vaild <= 1'b0; else scl_vaild <= scl_vaild; end //scl 时钟计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_cnt <= 16'd0; else if(scl_vaild)begin if(scl_cnt == SCL_CNT_M - 1) scl_cnt <= 16'd0; else scl_cnt <= scl_cnt + 16'd1; end else scl_cnt <= 16'd0; end //scl 时钟,在计数器值到达最大值一半和 0 时翻转 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Scl <= 1'b1; else if(scl_cnt == SCL_CNT_M >>1) Scl <= 1'b0; else if(scl_cnt == 16'd0) Scl <= 1'b1; else Scl <= Scl; end //scl 时钟高低电平中部标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_high <= 1'b0; else if(scl_cnt == (SCL_CNT_M>>2)) scl_high <= 1'b1; else scl_high <= 1'b0; end //scl 时钟低电平中部标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) scl_low <= 1'b0; else if(scl_cnt == (SCL_CNT_M>>1)+(SCL_CNT_M>>2)) scl_low <= 1'b1; else scl_low <= 1'b0; end上述代码中 Wr 和 Rd 信号为 I2C 进行一次写和读操作的门控使能信号，Done 信号为一次I2C写和读操作完成标志位。（SCL_CNT_M>>2）和(SCL_CNT_M>>1)+(SCL_CNT_M>>2)分别为 1/2 的 SCL_CNT_M 和 3/4 的 SCL_CNT_M 的计数值。 在 SCL 时钟总线以及其高低电平标志位产生完成后，接下来的事情就是 SDA 数据线的产生，这个需要根据具体的读写操作时序完成。本实验主要采用状态机实现，根据上面讲述的读写数据的时序关系，设计了如图 30.16 所示的状态转移图，其状态机状态编码采用独热编码，若需要改变状态编码形式，只需改变程序中的 parameter 定义即可。 图片 根据上面 I2C 基本概念可知，不同的器件其寄存器地址字节数分为 1 字节或和 2 字节地址段，并且有些 I2C 器件是支持多字节的数据读写，所以在设计时考虑到该 I2C 控制器的通用性，我们将设计寄存器地址字节和读取数据个数均可自行设置的 I2C 控制器，用户可根据自己的实际应用情况设置选择与器件对应的寄存器地址字节数或是读写数据的字节数。寄存器地址字节数的可变主要是通过一个计数器对字节数进行计数，当计数值达到指定值后跳转到下一状态，具体的可参见代码。 在状态机中，从主机角度来看，SDA 数据线上在写控制、写数据、读控制状态过程是需要串行输出数据，而在读数据状态过程是需要串行输入数据。根据数据在时钟高电平期间保持不变，改变数据在低电平时期的规则，本设计对时钟信号的高低电平进行计数，从而在指定的计数值进行输出或读取数据实现数据的串行输出和串行输入。串行输出和串行输入数据采用任务的形式进行表示，便于在主状态机中多次的调用。图 30.17为计数的过程以及特定状态变化的时序图，这里的特定状态主要是指读/写控制、读/写地址和读/写数据状态。 图片 图 30.17 中计数器 halfbit_cnt 和数据接收方对发送的响应检测标志位 ack 以及串行输出、输入数据任务的具体代码如下： //sda 串行接收与发送时 scl 高低电平计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) halfbit_cnt <= 8'd0; else if((main_state == WR_CTRL)|| (main_state == WR_WADDR)|| (main_state == WR_DATA)|| (main_state == RD_CTRL)|| (main_state == RD_DATA))begin if(scl_low | scl_high)begin if(halfbit_cnt == 8'd17) halfbit_cnt <= 8'd0; else halfbit_cnt <= halfbit_cnt + 8'd1; end else halfbit_cnt <= halfbit_cnt; end else halfbit_cnt <= 8'd0; end //数据接收方对发送的响应检测标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) ack <= 1'b0; else if((halfbit_cnt == 8'd16)&&scl_high&&(Sda==1'b0)) ack <= 1'b1; else if((halfbit_cnt == 8'd17)&&scl_low) ack <= 1'b0; else ack <= ack; end //输出串行数据任务 task send_8bit_data; if(scl_high && (halfbit_cnt == 8'd16)) FF <= 1; else if(halfbit_cnt < 8'd17)begin sda_reg <= sda_data_out[7]; if(scl_low) sda_data_out <= {sda_data_out[6:0],1'b0}; else sda_data_out <= sda_data_out; end else ; endtask //串行数据输入任务 task receive_8bit_data; if(scl_low && (halfbit_cnt == 8'd15)) FF <= 1; else if((halfbit_cnt < 8'd15))begin if(scl_high) sda_data_in <= {sda_data_in[6:0],Sda}; else begin sda_data_in <= sda_data_in; end end else ; endtask对于计数器 halfbit_cnt 只在写控制、写数据、读控制、读数据状态下才进行计数，其他状态为零。代码中 FF 是进行串行输出或输入任务的标志位，当 FF 为 1 时表示退出任务，FF 为 0 时表示进入任务。这样便于在状态机中对任务的调用，以及在指定的时间退出任务。 接下来就是主状态机的设计，主状态机的状态转移图上面已经给出，具体转移过程是依据 I2C 读写时序进行的，代码如下： //主状态机 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n)begin main_state <= IDLE; sda_reg <= 1'b1; W_flag <= 1'b0; R_flag <= 1'b0; Done <= 1'b0; waddr_cnt <= 2'd1; wdata_cnt <= 8'd1; rdata_cnt <= 8'd1; end else begin case(main_state) IDLE:begin sda_reg <= 1'b1; W_flag <= 1'b0; R_flag <= 1'b0; Done <= 1'b0; waddr_cnt <= 2'd1; wdata_cnt <= 8'd1; rdata_cnt <= 8'd1; if(Wr)begin main_state <= WR_START; W_flag <= 1'b1; end else if(Rd)begin main_state <= WR_START; R_flag <= 1'b1; end else main_state <= IDLE; end WR_START:begin if(scl_low)begin main_state <= WR_CTRL; sda_data_out <= wr_ctrl_word; FF <= 1'b0; end else if(scl_high)begin sda_reg <= 1'b0; main_state <= WR_START; end else main_state <= WR_START; end WR_CTRL:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(scl_low)begin main_state <= WR_WADDR; FF <= 1'b0; if(Wdaddr_num == 2'b1) sda_data_out <= Word_addr[7:0]; else sda_data_out <= Word_addr[15:8]; end else main_state <= WR_CTRL; end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end WR_WADDR:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(waddr_cnt == Wdaddr_num)begin if(W_flag && scl_low)begin main_state <= WR_DATA; sda_data_out <= Wr_data; waddr_cnt <= 2'd1; FF <= 1'b0; end else if(R_flag && scl_low)begin main_state <= RD_START; sda_reg <= 1'b1; end else main_state <= WR_WADDR; end else begin if(scl_low)begin waddr_cnt <= waddr_cnt + 2'd1; main_state <= WR_WADDR; sda_data_out <= Word_addr[7:0]; FF <= 1'b0; end else main_state <= WR_WADDR; end end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end WR_DATA:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(wdata_cnt == Wrdata_num)begin if(scl_low)begin main_state <= STOP; sda_reg <= 1'b0; wdata_cnt <= 8'd1; end else main_state <= WR_DATA; end else begin if(scl_low)begin wdata_cnt <= wdata_cnt + 8'd1; main_state <= WR_DATA; sda_data_out <= Wr_data; FF <= 1'b0; end else main_state <= WR_DATA; end end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end RD_START:begin if(scl_low)begin main_state <= RD_CTRL; sda_data_out <= rd_ctrl_word; FF <= 1'b0; end else if(scl_high)begin main_state <= RD_START; sda_reg <= 1'b0; end else main_state <= RD_START; end RD_CTRL:begin if(FF == 1'b0) send_8bit_data; else begin if(ack == 1'b1) begin//收到响应 if(scl_low)begin main_state <= RD_DATA; FF <= 1'b0; end else main_state <= RD_CTRL; end else//未收到响应 main_state <= IDLE; end end RD_DATA:begin if(FF == 1'b0) receive_8bit_data; else begin if(rdata_cnt == Rddata_num)begin sda_reg <= 1'b1; if(scl_low)begin main_state <= STOP; sda_reg <= 1'b0; end else main_state <= RD_DATA; end else begin sda_reg <= 1'b0; if(scl_low)begin rdata_cnt <= rdata_cnt + 8'd1; main_state <= RD_DATA; FF <= 1'b0; end else main_state <= RD_DATA; end end end STOP:begin//结束操作 if(scl_high)begin sda_reg <= 1'b1; main_state <= IDLE; Done <= 1'b1; end else main_state <= STOP; end default: main_state <= IDLE; endcase end end主状态机完成后，I2C 控制器设计的大块就解决了，剩下的就是 SDA 数据线的输出了，该数据线采用三态使能输出，具体代码如下: assign Sda = sda_en ? sda_reg : 1'bz;对于使能信号 sda_en 按照上面的时序关系图可知，该信号在不同的状态，其高低电平变化的时刻是有差别的，比如在开始和结束状态，它是一直为高电平的，在写控制、写数据、读控制状态，它是在串行输出一字节数据期间（即 halfbit_cnt < 16 时）为高电平，之外的一个数据为位低电平，而在读数据状态时串行输入一字节数据期间（即halfbit_cnt < 16 时）为低电平电平，之外的一个数据位为高电平。具体代码如下： //SDA 三态使能信号 sda_en always@(*) begin case(main_state) IDLE: sda_en = 1'b0; WR_START,RD_START,STOP: sda_en = 1'b1; WR_CTRL,WR_WADDR,WR_DATA,RD_CTRL: if(halfbit_cnt < 16) sda_en = 1'b1; else sda_en = 1'b0; RD_DATA: if(halfbit_cnt < 16) sda_en = 1'b0; else sda_en = 1'b1; default: sda_en = 1'b0; endcase end本实验设计考虑到了多字节数据的读取情况，所以增加了数据读取和数据写入时的 有效标志位信号。主要是标志读取数据时数据有效时刻和写数据时提供待写入数据时刻。 具体代码如下： //写数据有效标志位 assign Wr_data_vaild = ((main_state==WR_WADDR)&& (waddr_cnt==Wdaddr_num)&& (W_flag && scl_low)&& (ack == 1'b1))|| ((main_state == WR_DATA)&& (ack == 1'b1)&&(scl_low)&& (wdata_cnt != Wrdata_num)); //读数据有效标志位前寄存器 assign rdata_vaild_r = (main_state == RD_DATA) &&(halfbit_cnt == 8'd15)&&scl_low; //读出数据有效标志位 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Rd_data_vaild <= 1'b0; else if(rdata_vaild_r) Rd_data_vaild <= 1'b1; else Rd_data_vaild <= 1'b0; end //读出的有效数据 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Rd_data <= 8'd0; else if(rdata_vaild_r) Rd_data <= sda_data_in; else Rd_data <= Rd_data; end到目前为止，整个 I2C 控制器的设计就完成了，接下来就进入仿真环节，我们需要EEPROM 的仿真模型进行仿真，这样能更好的检验 I2C 控制器设计的是否存在问题，以便后面进行优化改进。本实验采用的是镁光官网提供的 EEPROM 仿真模型，具体下载网 址 为 http://www.microchip.com/zh/design-centers/memory/serial-eeprom/verilog-ibis-models，我们选择两个具有代表性的模型进行仿真，分别为 1 字节寄存器地址段的 24LC04B 和 2 字节寄存器地址段的 24LC64 仿真模型，利用这两个模型对我们设计的 I2C 控制器进行仿真。如图 30.18 为仿真验证的结构框图。 图片 这里我们对 1 字节寄存器地址段的 24LC04B 和 2 字节寄存器地址段的 24LC64 仿真模型的器件地址{A3,A2,A1}分别设置为 3’b001 和 3’b000，仿真时为了能分别对不同型号的模型进行仿真，在编写的 testbench 文件中采用了申明方法去选择当前使用哪个模型进行仿真，具体代码如下： `timescale 1ns/1ns `define CLK_PERIOD 20 //仿真模型选择 //`define TEST_M24LC64 //24LC64 `define TEST_M24LC04 //24LC04 module I2C_tb; reg Clk; //系统时钟 reg Rst_n; //系统复位信号 reg [15:0] Word_addr; //I2C 器件寄存器地址 reg Wr; //I2C 器件写使能 reg [7:0] Wr_data; //I2C 器件写数据 wire Wr_data_vaild;//I2C 器件写数据有效标志位 reg Rd; //I2C 器件读使能 wire[7:0] Rd_data; //I2C 器件读数据 wire Rd_data_vaild;//I2C 器件读数据有效标志位 wire Scl; //I2C 时钟线 wire Sda; //I2C 数据线 wire Done; //对 I2C 器件读写完成标识位 localparam NUM = 6'd4; //单次读写数据字节数 `ifdef TEST_M24LC64 localparam DevAddr = 3'b000; //I2C 器件的器件地址 localparam WdAr_NUM= 2; //I2C 器件的存储器地址字节数 `elsif TEST_M24LC04 localparam DevAddr = 3'b001; //I2C 器件的器件地址 localparam WdAr_NUM= 1; //I2C 器件的存储器地址字节数 `endif I2C I2C( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rddata_num(NUM), .Wrdata_num(NUM), .Wdaddr_num(WdAr_NUM), .Device_addr(DevAddr), .Word_addr(Word_addr), .Wr(Wr), .Wr_data(Wr_data), .Wr_data_vaild(Wr_data_vaild), .Rd(Rd), .Rd_data(Rd_data), .Rd_data_vaild(Rd_data_vaild), .Scl(Scl), .Sda(Sda), .Done(Done) ); `ifdef TEST_M24LC64 M24LC64 M24LC64( .A0(1'b0), .A1(1'b0), .A2(1'b0), .WP(1'b0), .SDA(Sda), .SCL(Scl), .RESET(!Rst_n) ); `elsif TEST_M24LC04 M24LC04B M24LC04( .A0(1'b1), .A1(1'b0), .A2(1'b0), .WP(1'b0), .SDA(Sda), .SCL(Scl), .RESET(!Rst_n) ); `endif //系统时钟产生 initial Clk = 1'b1; always #(`CLK_PERIOD/2)Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; Word_addr = 0; Wr = 0; Wr_data = 0; Rd = 0; #(`CLK_PERIOD*200 + 1) Rst_n = 1; #200; `ifdef TEST_M24LC64 //仿真验证 24LC64 模型 //写入 20 组数据 Word_addr = 0; Wr_data = 0; repeat(20)begin Wr = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Wr = 1'b0; repeat(NUM)begin //在写数据有效前给待写入数据 @(posedge Wr_data_vaild) Wr_data = Wr_data + 1; end @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end #2000; //读出刚写入的 20 组数据 Word_addr = 0; repeat(20)begin Rd = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Rd = 1'b0; @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end `elsif TEST_M24LC04 //仿真验证 24LC04 模型 //写入 20 组数据 Word_addr = 100; Wr_data = 100; repeat(20)begin Wr = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Wr = 1'b0; repeat(NUM)begin //在写数据有效前给待写入数据 @(posedge Wr_data_vaild) Wr_data = Wr_data + 1; end @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end #2000; //读出刚写入的 20 组数据 Word_addr = 100; repeat(20)begin Rd = 1'b1; #(`CLK_PERIOD); Rd = 1'b0; @(posedge Done); #2000; Word_addr = Word_addr + NUM; end `endif #5000; $stop; end endmodule在 testbench 文件中，通过对 EEPROM 模型进行 20 写操作，每次写字节数为NUM，然后对 EEPROM 模型在刚写入数据的地址段进行读操作，通过比较读出和写入的数据验证 I2C 控制器设计是否正确。这里分别通过申明选择 TEST_M24LC64 或TEST_M24LC04 来作为当前的仿真模型。如图 30.19 所示为 2 字节地址的 EEPROM模型 24LC64 仿真结果。图 30.20 和图 30.21 分别为型号 24LC64 仿真模型写操作时序和读操作时序放大后的波形图。 图片 图片 同样的方式选择 24LC04 型号 EEPROM 模型进行仿真，如图 30.22 所示为 1 字节地址的 EEPROM 模型 24LC604 仿真结果。图 30.23 和图 30.24 分别为型号24LC604 仿真模型写操作时序和读操作时序放大后的波形图。 图片 通过观察图 30.21 和图 30.24 的时序波形发现，在读操作时序结果中，读出的数据中某些位是高阻态，仔细观察波形可知，高阻态的位置正好是需要输出高电平的位置，这个的原因是 EEPROM 的仿真模型是完全与实际的器件是一样的，对于器件来说，只在输出 0 时将数据线拉低，而在高阻态或本应该为高电平的时刻都是设置为高阻态的，这个在仿真模型的代码中也有体现，具体体现这一点的代码如下： bufif1 (SDA, 1'b0, SDA_DriveEnableDlyd);图片 其中，器件地址包括器件的地址字节数和 3 位的器件地址，具体分配如下： 图片 功能码主要是区分是写数据操作还是读数据操作，为了方便，我们直接规定，功能码为 0xf1 表示写数据操作，0xf2 表示读数据操作；起始地址是我们要读写数据的第一个地址；数据字节数表示要写入或读取的数据的字节个数，后面的数据 1 到数据n 表示要写入的 n 个数据，对于读操作没有这部分。如图 30.25 为该实验整体的设计框图。 图片 有关串口发送和接收以及 fifo 模块在前面章节都已经进行了讲解，这里就不重复讲解了，这里重点讲解命令解析模块的设计，命令解析模块的主要作用是对串口接收的数据进行解析，通过对接收的数据进行解析分析判断出是进行何种操作。根据我们自己规定的数据协议，进行如下的设计，首先我们将串口发送的数据的前 4 个数据存入一个缓冲区数据内，通过对功能码识别判断是写操作还是读操作，如果是写操作，就将后面待写入的数据存入 fifo 中；同时将器件地址、地址字节数、起始地址、数据字节数赋值给 I2C 对应的信号线；如果是读操作，就在前 4 个字节接收完成后将器件地址、地址字节数、起始 地址、数据字节数赋值给 I2C 对应的信号线，同时给 I2C 控制器模块的读使能给一个时钟周期的门控信号，使能 I2C 的读操作。读出的数据同样也是先存放在另外一个 fifo 中，然后送给串口发送模块发出。具体实现代码如下： module cmd_analysis( Clk, Rst_n, Rx_done, Rx_data, Wfifo_req, Wfifo_data, Rddata_num, Wrdata_num, Wdaddr_num, Device_addr, Word_addr, Rd ); input Clk; //系统时钟 input Rst_n; //系统复位 input Rx_done; //串口接收一字节数据完成 input[7:0] Rx_data; //串口接收一字节数据 output reg Wfifo_req; //写 fifo 请求信号 output reg[7:0] Wfifo_data; //写 fifo 数据 output reg[5:0] Rddata_num; //I2C 总线连续读取数据字节数 output reg[5:0] Wrdata_num; //I2C 总线连续读取数据字节数 output reg[1:0] Wdaddr_num; //I2C 器件数据地址字节数 output reg[2:0] Device_addr; //EEPROM 器件地址 output reg[15:0] Word_addr; //EEPROM 寄存器地址 output reg Rd; //EEPROM 读请求信号 reg [7:0] buff_data[4:0];//串口接收数据缓存器 //串口接收数据计数器 reg [7:0]byte_cnt; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) byte_cnt <= 8'd0; else if(Rx_done && byte_cnt==8'd4)begin if(buff_data[1]==8'hf2) //读数据指令 byte_cnt <= 8'd0; else if(buff_data[1]==8'hf1) //写数据指令 byte_cnt <= byte_cnt + 8'd1; else byte_cnt <= 8'd0; //错误指令 end else if(Rx_done)begin if(byte_cnt == 8'd4 + buff_data[4]) byte_cnt <= 8'd0; else byte_cnt <= byte_cnt + 8'd1; end else byte_cnt <= byte_cnt; end //串口接收数据缓存器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n)begin buff_data[0] <= 8'h00; buff_data[1] <= 8'h00; buff_data[2] <= 8'h00; buff_data[3] <= 8'h00; buff_data[4] <= 8'h00; end else if(Rx_done && byte_cnt<5) buff_data[byte_cnt] <= Rx_data; else ; end //写 fifo 请求信号 Wfifo_req always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Wfifo_req <= 1'b0; else if(byte_cnt >8'd4 && Rx_done) Wfifo_req <= 1'b1; else Wfifo_req <= 1'b0; end //写 fifo 数据 Wfifo_data always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Wfifo_data <= 8'd0; else if(byte_cnt > 8'd4 && Rx_done) Wfifo_data <= Rx_data; else Wfifo_data <= Wfifo_data; end //EEPROM 读请求信号 Rd always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) Rd <= 1'b0; else if(byte_cnt == 8'd4 && Rx_done && buff_data[1]==8'hf2) Rd <= 1'b1; else Rd <= 1'b0; end //指令完成标志位 reg cmd_flag; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) cmd_flag <= 1'b0; else if((byte_cnt == 8'd4)&& Rx_done) cmd_flag <= 1'b1; else cmd_flag <= 1'b0; end //EEPROM 读写数据、寄存器地址字节数，器件地址，寄存器地址 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n)begin Rddata_num <= 6'd0; Wrdata_num <= 6'd0; Wdaddr_num <= 2'd0; Device_addr <= 3'd0; Word_addr <= 16'd0; end else if(cmd_flag == 1'b1)begin Rddata_num <= buff_data[4][5:0]; Wrdata_num <= buff_data[4][5:0]; Wdaddr_num <= buff_data[0][5:4]; Device_addr <= buff_data[0][2:0]; Word_addr <= {buff_data[2],buff_data[3]}; end else ; end endmodule下面编写 testbench 测试文件对设计的命令解析模块进行仿真验证，该仿真主要是分别模拟发送写数据操作和读数据操作指令，来观察相应的输出时序波形结果。通过仿真时序结果可以对该模块进行优化改进，具体的 testbench 文件如下： `timescale 1ns/1ns `define CLK_PERIOD 20 module cmd_analysis_tb; reg Clk; reg Rst_n; reg Rx_done; reg [7:0] Rx_data; wire Wfifo_req; wire[7:0] Wfifo_data; wire[5:0] Rddata_num; wire[5:0] Wrdata_num; wire[1:0] Wdaddr_num; wire[2:0] Device_addr; wire[15:0] Word_addr; wire Rd; reg [15:0] addr; reg [7:0] data_num; reg [7:0] wr_data; reg [39:0] wdata_cmd; reg [39:0] rdata_cmd; cmd_analysis cmd_analysis( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rx_done(Rx_done), .Rx_data(Rx_data), .Wfifo_req(Wfifo_req), .Wfifo_data(Wfifo_data), .Rddata_num(Rddata_num), .Wrdata_num(Wrdata_num), .Wdaddr_num(Wdaddr_num), .Device_addr(Device_addr), .Word_addr(Word_addr), .Rd(Rd) ); //写 FIFO 模块例化 fifo_wr wr( .clock(Clk), .data(Wfifo_data), .rdreq(), .wrreq(Wfifo_req), .empty(), .full(), .q(), .usedw() ); //系统时钟产生 initial Clk = 1'b1; always #(`CLK_PERIOD/2)Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; Rx_done = 0; Rx_data = 0; addr = 0; data_num = 0; wr_data = 0; wdata_cmd = 0; rdata_cmd = 0; #(`CLK_PERIOD*200 + 1) Rst_n = 1; #200; addr = 0; data_num = 4; wr_data = 0; send_uart_data_wr; //写数据 #500; send_uart_data_rd; //读数据 #500; addr = 4; data_num = 8; wr_data = 20; send_uart_data_wr; //写数据 #500; send_uart_data_rd; //读数据 #500; $stop; end //串口发送写数据命令和待写入数据任务 task send_uart_data_wr; begin //写数据指令 wdata_cmd = {8'h21,8'hf1,addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送写数据指令 repeat(5)begin Rx_done = 1; Rx_data = wdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) Rx_done = 0; #500; wdata_cmd = {wdata_cmd[31:0],8'h00}; end //待写入数据 Rx_data = wr_data; repeat(data_num)begin Rx_done = 1; Rx_data = Rx_data + 1; #(`CLK_PERIOD) Rx_done = 0; #500; end end endtask //串口发送读数据命令任务 task send_uart_data_rd; begin //读数据指令 rdata_cmd = {8'h21,8'hf2,addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送读数据指令 repeat(5)begin Rx_done = 1; Rx_data = rdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) Rx_done = 0; #500; rdata_cmd = {rdata_cmd[31:0],8'h00}; end end endtask endmodule仿真过程主要是模拟命令解析模块接收到写或读 EEPROM 操作指令后的操作是否和我们设计想要达到的目标是否一致。这里的写或读数据指令均采用任务的形式，写数据指令下待写入的数据是采用给定一个值的基础上递增进行赋值的。命令解析模块仿真的结果如图 30.26 所示。 图片 根据波形时序图，在模拟发送写操作命令 0x21,0xf1,0x00,0x00,0x04,0x06,0x07,0x08,0x09 时，在接收完数据字节数这个数据后，后面收到的数据就存入到 fifo 中去了，与我们设计的是一致的，同理可以分析读数据操作命令，也是没有问题的，这样命令解析模块就设计完成了。 下面就是整个系统的设计，如图 30.25 整体设计框图中，在 I2C 写数据操作之前和读数据后分别加入了 fifo 模块，因为串口读写速度和 I2C 读写速度不一样，在这之间加入的 fifo 模块具有读写时钟不一致的特点，可以对数据进行一个缓存，这样就能解决前后速度不一样的问题，这里的两个 fifo 均设置的是读取数据在读请求前有效，这样设计的目的是为了与其他模块待输入数据与使能信号相匹配，里面的 fifo模块都是通过 QuartusII 软件生成的 IP 核，fifo 输入输出数据位宽均设置为 8位，深度设置为 64（多字节读取最多支持 32 字节，稍大于这个数就可以了）。在各模块均设计完成后，整个系统的顶层电路设计就显得比较简单了，根据设计的系统框图进行整合就可以了。整个系统设计的代码如下： module uart_eeprom( Clk, Rst_n, Uart_rx, Uart_tx, Sda, Scl ); parameter Baud_set = 3'd4;//波特率设置,这里设置为 115200 input Clk; //系统时钟 input Rst_n; //系统复位 input Uart_rx; //串口接收 output Uart_tx; //串口发送 inout Sda; //I2C 时钟线 output Scl; //I2C 数据线 wire [7:0] Rx_data; //串口接收一字节数据 wire Rx_done; //串口接收一字节数据完成 wire wfifo_req; //写 FIFO 模块写请求 wire [7:0] wfifo_data; //写 FIFO 模块写数据 wire [5:0] wfifo_usedw; //写 FIFO 模块已写数据量 wire [5:0] rfifo_usedw; //读 FIFO 模块可读数据量 wire rfifo_rdreq; //读 FIFO 模块读请求 wire [5:0] Rddata_num; //I2C 总线连续读取数据字节数 wire [5:0] Wrdata_num; //I2C 总线连续写取数据字节数 wire [1:0] Wdaddr_num; //EEPROM 数据地址字节数 wire [2:0] Device_addr; //EEPROM 地址 wire [15:0] Word_addr; //EEPROM 寄存器地址 wire Wr; //EEPROM 写使能 wire [7:0] Wr_data; //EEPROM 写数据 wire Wr_data_vaild;//EEPROM 写数据有效标志位 wire Rd; //EEPROM 读使能 wire [7:0] Rd_data; //EEPROM 读数据 wire Rd_data_vaild;//EEPROM 读数据有效标志位 wire Done; //EEPRO 读写完成标识位 wire tx_en; //串口发送使能 wire [7:0] tx_data; //串口待发送数据 wire tx_done ; //一次串口发送完成标志位 //串口接收模块例化 uart_byte_rx uart_rx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rs232_rx(Uart_rx), .baud_set(Baud_set), .Data_Byte(Rx_data), .Rx_Done(Rx_done) ); //指令解析模块例化 cmd_analysis cmd_analysis( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rx_done(Rx_done), .Rx_data(Rx_data), .Wfifo_req(wfifo_req), .Wfifo_data(wfifo_data), .Rddata_num(Rddata_num), .Wrdata_num(Wrdata_num), .Wdaddr_num(Wdaddr_num), .Device_addr(Device_addr), .Word_addr(Word_addr), .Rd(Rd) ); //写缓存 fifo 模块例化 fifo_wr fifo_wr( .clock(Clk), .data(wfifo_data), .rdreq(Wr_data_vaild), .wrreq(wfifo_req), .empty(), .full(), .q(Wr_data), .usedw(wfifo_usedw) ); //EEPROM 写使能 assign Wr = (wfifo_usedw == Wrdata_num)&& (wfifo_usedw != 6'd0); //I2C 控制模块例化 I2C I2C( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Rddata_num(Rddata_num), .Wrdata_num(Wrdata_num), .Wdaddr_num(Wdaddr_num), .Device_addr(Device_addr), .Word_addr(Word_addr), .Wr(Wr), .Wr_data(Wr_data), .Wr_data_vaild(Wr_data_vaild), .Rd(Rd), .Rd_data(Rd_data), .Rd_data_vaild(Rd_data_vaild), .Scl(Scl), .Sda(Sda), .Done(Done) ); //读缓存 fifo 模块例化 fifo_rd fifo_rd( .clock(Clk), .data(Rd_data), .rdreq(rfifo_rdreq), .wrreq(Rd_data_vaild), .empty(), .full(), .q(tx_data), .usedw(rfifo_usedw) ); //串口发送使能 assign tx_en = ((rfifo_usedw == Rddata_num)&&Done)|| ((rfifo_usedw < Rddata_num)&& (rfifo_usedw >0)&&tx_done); //读 FIFO 模块读请求 assign rfifo_rdreq = tx_en; //串口发送模块例化 uart_byte_tx uart_tx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .send_en(tx_en), .baud_set(Baud_set), .Data_Byte(tx_data), .Rs232_Tx(Uart_tx), .Tx_Done(tx_done), .uart_state() ); endmodule下面对设计的整个系统进行编写 testbench 文件来仿真验证，整个仿真主要是通过串口发送模块模拟对该系统发送指令进行仿真验证，这里就只选用 M24LC64 这个仿真模型进行仿真，M24LC04 的仿真模型类似（读者可尝试对该模型进行仿真），编写的 testbench 文件具体代码如下： `timescale 1ns/1ns `define CLK_PERIOD 20 module uart_eeprom_tb; reg Clk; reg Rst_n; reg tx_en; reg [7:0] tx_data; wire tx_done; wire Uart_rx; wire Uart_tx; wire Sda; wire Scl; reg [15:0] addr; reg [7:0] data_num; reg [7:0] wr_data; reg [39:0] wdata_cmd; reg [39:0] rdata_cmd; localparam Baud_set = 3'd4; //波特率设置,这里设置为 115200 localparam DevAddr = 3'b000;//I2C 器件的器件地址 localparam WdAr_NUM = 2'd2; //I2C 器件的存储器地址字节数 //串口发送模块例化 uart_byte_tx uart_tx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .send_en(tx_en), .baud_set(Baud_set), .Data_Byte(tx_data), .Rs232_Tx(Uart_rx), .Tx_Done(tx_done), .uart_state() ); //串口读写 EEPROM 模块例化 uart_eeprom #(.Baud_set(Baud_set)) uart_eeprom( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .Uart_rx(Uart_rx), .Uart_tx(Uart_tx), .Sda(Sda), .Scl(Scl) ); //EEPROM 模型例化 M24LC64 M24LC64( .A0(1'b0), .A1(1'b0), .A2(1'b0), .WP(1'b0), .SDA(Sda), .SCL(Scl), .RESET(!Rst_n) ); //系统时钟产生 initial Clk = 1'b1; always #(`CLK_PERIOD/2)Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; tx_data = 0; tx_en = 0; addr = 0; data_num = 0; wr_data = 0; wdata_cmd = 0; rdata_cmd = 0; #(`CLK_PERIOD*200 + 1) Rst_n = 1; #200; addr = 0; data_num = 4; wr_data = 0; send_uart_data_wr;//写数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); #500; send_uart_data_rd;//读数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); #500; addr = 4; data_num = 8; wr_data = 20; send_uart_data_wr;//写数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); #500; send_uart_data_rd;//读数据 @(posedge uart_eeprom.I2C.Done); //从 EEPROM 读出的数据串口发送出去，等待发送完成 repeat(data_num)begin @(posedge uart_eeprom.tx_done); end #5000; $stop; end //串口发送写数据命令和待写入数据任务 task send_uart_data_wr; begin //写数据指令 wdata_cmd = {{2'b00,WdAr_NUM,1'b0,DevAddr},8'hf1, addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送写数据指令 repeat(5)begin tx_en = 1; tx_data = wdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) tx_en = 0; @(posedge tx_done) #100; wdata_cmd = {wdata_cmd[31:0],8'h00}; end //待写入数据 tx_data = wr_data; repeat(data_num)begin tx_en = 1; tx_data = tx_data + 1; #(`CLK_PERIOD) tx_en = 0; @(posedge tx_done) #100; end end endtask //串口发送读数据命令任务 task send_uart_data_rd; begin //读数据指令 rdata_cmd = {{2'b00,WdAr_NUM,1'b0,DevAddr},8'hf2, addr[15:8],addr[7:0],data_num}; //发送读数据指令 repeat(5)begin tx_en = 1; tx_data = rdata_cmd[39:32]; #(`CLK_PERIOD) tx_en = 0; @(posedge tx_done) #100; rdata_cmd = {rdata_cmd[31:0],8'h00}; end end endtask endmodule仿真过程主要是通过串口发送模块模拟对该系统发送读写指令进行仿真验证，分别进行了 2 次写和读指令的发送，读指令主要是对刚写入地址的数据进行读出，我们可以通过观察时序波形图，比较写入数据与读出数据是否一致来验证系统设计的正确性。如图 30.27 为系统仿真波形时序图。 图片 分别对一次写数据指令和一次读数据指令的波形进行放大后观察分析，如图 30.28 和图30.29 分别为一次对 EEPROM 写数据过程和读数据过程的波形时序图。 图片 这次写数据过程的仿真是通过串口发送模块模拟发送指令数据 0x21,0xf1,0x00,0x00,0x04,0x05,0x06,0x07,0x08，向 EEPROM 中起始地址为 0 开始写入 0x05,0x06,0x07,0x08 四个数据，可以通过观察图 30.28 的中 SDA 和 SCL 波形图分析得知，写入的数据确实是这四个数据，说明系统中串口写 EEPROM 部分是没有问题的。 读数据过程的仿真是通过串口发送模块模拟发送指令数据 0x21,0xf2,0x00,0x00,0x04，向 EEPROM 中起始地址为 0 开始读出四个数据，通过观察图 30.29 的中 SDA和 SCL 波形图分析得知，读出的四个数据为 0x05,0x06,0x07,0x08，与之前在这些地址写入的数据是一致的，说明这次的读数据时没有问题的，同样的方式经过多次的验证，串口读写 EEPROM 系统是可以正常工作的。仿真验证进行完成后，接下来就是进行板级验证，先是引脚的分配，本实验板级验证平台是 AC620 开发板，根据开发板的引脚分配表对本实验所用引脚进行分配。如图 30.30 是 AC620 开发板上 EEPROM 部分的硬件原理图，在引脚分配之前，是需要对这一块硬件电路有所了解的。 图片 细心的读者会发现，I2C 时钟线 SCL 和 I2C 数据线没有进行硬件上拉处理，与前面讲解的需要上拉处理不一样，可能会猜想是硬件设计的问题。这里我说明一下，硬件设计是没有问题的，因为对于 FPGA 是可以通过软件对引脚进行上拉处理的，这个也是本实验包含的一个知识点。通过 Quartus II 软件将管脚设置为上拉电阻（弱上拉）的方法，具体的步骤如下： 1.在菜单 Assignments 中选择 Pin Planner，也可以直接点击面板上引脚分配的图标 图片 2.这样进入引脚分配的界面，在弹出的 Pin Planner 界面的 All Pins 区域里点击鼠标右键，找到 Customize Columns。 图片 在弹出的 Customize Columns 对 话 框的 左 列表 框 选 择 Weak Pull-Up Resistor，再点击，把 Weak Pull-Up Resistor 添加到右列表框，这样在 Pin Planner 的 All Pins 区域里就有一列 Weak Pull-Up Resistor 的设置项。 图片 再把需要上拉的 SDA 和 SCL 在其对应的 Weak Pull-Up Resistor 列的位置双极鼠标左键，就会弹出一个 Off/On 的选项，选上 On 就可以了。最后完成后的设置如下： 图片 引脚分配和上拉设置完成后，对我们设计的系统顶层文件进行综合布局布线生成 sof 下载文件，然后下载到 AC620 实验平台进行板级验证。板级验证需要用到串口软件工具， 这里使用的是名叫格西烽火的串口工具，选择对应的开发板的串口号和波特率，系统设计的波特率在顶层文件 uart_eeprom 中可进行设置，这里我们设置的波特率为115200bps。 板级验证时，我们先往 EEPROM 里写入一些数据，也就是在串口发送 6 组数据，每组数据写入四个数据；写完后发送读数据命令，读出写入的数据，分两次读，一次读 20个数据，一次读 4 个数据，具体的发送读写指令操作和串口接收的数据如下图： 图片 从串口发送和接受的数据分析可得，从 EEPROM 读出的 20 个数据和写入的 20 个数据是一样的，这就说明，设计的整个系统是工作正常的，读者可以多次进行多组测试来验证设计的完整性，整个的测试还可以利用 Quartus II 软件中的 SignalTap II Logic Analyzer 工具对 SDA 和 SCL 的波形进行抓取分析系统设计的正确性，这里就不详细的说明了，读者可以自己进行尝试。整个串口读写 EEPROM 的系统设计就算完成了，里面还有很多需要完善的地方，读者可以在学习完成后，对本实验进行改进和拓展。 本节小结 本节主要从二线制 I2C 协议的基本知识和概念、 I2C 器件之间数据通信过程，比较全面的了解了 I2C 协议，并以此设计一个可进行读写操作的 I2C 控制器，结合前面设计的串口收发模块和 FIFO 模块设计了一个简易应用，实现了串口对 EEPROM 存储器的读写功能，并进行相应的板级验证。读者可以在此基础上进行一定的优化和拓展，AC620实验开发板上还有音频模块和时钟模块挂在在 I2C 总线上，读者可以利用这些模块实现更丰富的应用
FPGA&ASIC
# ASIC/FPGA
# 小实验
刘航宇
3年前
0
1,733
5
2022-12-25
【FPGA】【SPI】线性序列机与串行接口 ADC 驱动设计与验证
本章导读 模数转换器即 A/D 转换器，或简称 ADC（Analog to Digital Conver），通常是指一个将模拟信号转变为数字信号的电子元件。通常的模数转换器是把经过与标准量比较处理后的模拟量转换成以二进制数值表示的离散信号的转换器。 模数转换器的种类很多，按工作原理的不同，可分成间接 ADC 和直接 ADC。间接 ADC是先将输入模拟电压转换成时间或频率，然后再把这些中间量转换成数字量，常用的有双积分型 ADC。直接 ADC 则直接转换成数字量，常用的有并联比较型 ADC 和逐次逼近型 ADC。 并联比较型 ADC：采用各量级同时并行比较，各位输出码也是同时并行产生，所以转换速度快。并联比较型 ADC 的缺点是成本高、功耗大。 逐次逼近型 ADC：它产生一系列比较电压 VR，但它是逐个产生比较电压，逐次与输入电压分别比较，以逐渐逼近的方式进行模数转换。它比并联比较型 ADC 的转换速度慢，比双分积型 ADC 要快得多，属于中速 ADC 器件。 双积分型 ADC：它先对输入采样电压和基准电压进行两次积分，获得与采样电压平均值成正比的时间间隔，同时用计数器对标准时钟脉冲计数。它的优点是抗干扰能力强，稳定性好；主要缺点是转换速度低。 本节以 ADC128S022 为例介绍 ADC 的工作原理及时序图解释，并用线性序列机来描述时序图进而正确驱动此类设备。本实验中，直接使用 AD/DA 模块上的 DAC 模块的输出直接接到 ADC 模块的输入上，通过控制 DAC 输出不同电压值，然后比较 DAC 的输出与 ADC采样到的值的大小，来评估 ADC 驱动的正确性。 ADC 芯片概述及电路设计 ADC128S022 型 ADC 内部工作原理 在 AC620 开发板上使用的模数转换器为逐次逼近型的低功耗芯片 ADC128S022，其具有 8 通道以及 12 位的分辨率。电源采用独立的模拟供电以及数字供电，其中模拟电源 VA输入范围为 2.7V~5.25V，数字电源 VD 输入范围为 2.7V~VA。其与外部通信支持多种接口如：SPI、QSPI、MICROWIRE 以及通用的 DSP 接口。转换速度在 50kps~200kps，典型情况下当3V 供电时功耗为 1.2mW，5V 供电时为 7.5mW。 图片 本款 ADC 为 12 位分辨率，因此 1bit 代表的电压值即为 VA/4096。手册中同时指出，当模拟输入电压低于 VA/8192 时，输出数据即为 0000_0000_0000b。同理由于芯片本身内部构造当输出数 0000_0000_0000b 变为 0000_0000_0001b 时，实际输入电压变化为 VA/8192 而不是 VA/4096。当输入电压大于等于 VA-1.5* VA/4096，输出数据即为 1111_1111_1111b。 ADC128S022 型 ADC 芯片引脚功能 ADC128S022 芯片引脚及功能描述如表 25.1 所示。 图片 ADC128S022 电路设计 ADC128S022 部分电路图如图 25.2 所示。这里外接了一个抗混叠低通滤波器，其作用是为了避免输入信号的高频成分在 ADC 的基带中引起混叠。数字电源与模拟电源电压均为3.3V，且数字电源与模拟电源之间串联磁珠用于抑制电磁干扰。 图片 传输特性 图片 ADC128S022 型 ADC 接口时序 微控制器与 ADC128S022 的接口如图 25.3 所示，该接口使用标准的 SPI 接口，因此可以直接连接到微控制器的片上 SPI。对于 FPGA 来说，则可以使用逻辑按照 SPI 时序搭建控制电路，以实现对 ADC128S022 的控制。 图片 ADC128S022 通过 SPI 接口与控制器进行通信的时序图如图 所示。一个串行帧开始于CS̅̅̅的下降沿，结束于CS̅̅̅的上升沿。一帧包含 16 个上升沿 SCLK。ADC 的 DOUT 引脚当CS̅̅̅为高时代表空闲状态，当为低时为传输状态。也就是相当于CS̅̅̅可以充当输出使能。在CS̅̅̅为高时 SCLK 默认高。在头三个 SCLK 的循环，ADC 处于采样模式（track）。在接下来的 13 个循环为保持模式（hold），转换完成并且完成数据输出。下降沿 1~4 为前导零，5~16 为输出转换结果。如果在持续测量模式中，ADC 在 N（16） 个 SCLK 的上升沿会自动进去采样模式，在N16+4 个下降沿进入保持/转换模式。 图片 图片 进入采样模式有三种方式，第一种当 SCLK 为高电平时 CS 变为低，当 SCLK 第一个下降沿到来时便进入采样模式，如时序图所示；第二种当 SCLK 为低电平时CS变低，自动进入采样模式，CS的下降沿即视为 SCLK 的第一个下降沿；第三种 SCLK 与CS一同变为低，这样对于两信号上升沿没有时序约束，但对于其下降沿有要求。 在 DIN 的 8 个控制寄存器，每一位代表的含义如表 25.2 所示。 图片 其中 ADD[2:0]代表的输入通道选择如表 25.3 所示。 图片 图片 ADC128S022 接口时序设计 经查阅手册可知器件工作频率 SCLK 推荐范围为 0.8~3.2MHz，这里定义其工作频率为1.92MHz(周期为 520ns)。设置一个两倍于 SCLK 的采样时钟 SCLK2X，使用 50M 系统时钟十三分频而来即 SCLK2X 为 3.84MHz。针对 SCLK2X 进行计数来确定图 25.4 中各个信号的状态。结合前面 ADC 的接口时序图，按照线性序列机的设计思路，可以整理得到每个信号发生变化时对应的时刻以及此时对应的计数器的值。表25.4为依照线性序列机的设计思想， 整理得到的每个信号发生变化时对应的时刻以及此时对应的计数器的值。其中 CS_N 为芯片 状态标志信号，SCLK 为芯片时钟输入脚，DIN 为芯片串行数据输入，DOUT 为芯片串行数据输出。 图片 图片 线性序列机计数器的控制逻辑判断依据，如表 4.17.6 所示。 图片 以上就是通过线性序列机设计接口时序的一个典型案例，可以看到，线性序列机可以大大简化设计思路。线性序列机的设计思想就是使用一个计数器不断计数，由于每个计数值都会对应一个时间，那么当该时间符合需要操作信号的时刻时，就对该信号进行操作。这样，就能够轻松的设计出各种时序接口了。 基于线性序列机的 ADC 驱动设计 模块接口设计 ADC128S022 接口逻辑模块图如图 25.5 所示。 图片 每个端口功能描述如表 25.5 所示。 图片 图片 在每次使能转换的时候，寄存当前状态通道选择 Channel 的值，防止在转换过程中该值发生变化对转换过程产生影响。 reg [2:0]r_Channel; //通道选择内部寄存器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) r_Channel <= 3'd0; else if(En_Conv) r_Channel <= Channel; else r_Channel <= r_Channel;生成使能信号，当输入使能信号有效后便将使能信号 en 置 1，当转换完成信号有效时便将其重新置 0。 reg en; //转换使能信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) en <= 1'b0; else if(En_Conv) en <= 1'b1; else if(Conv_Done) en <= 1'b0; else en <= en;在数据手册中SCLK的频率范围为0.8~3.2MHz。这里为了方便适配不同的频率需求率，设置了一个可调的计数器。根据表中可以看出，需要根据计数器的值周期性的产生 SCLK时钟信号，这里可以将计数器的值等倍数放大，形成过采样。这里产生一个两倍于 SCLK 的信号，命名为 SCLK2X。 首先编写分频计数器，时钟 SCLK2X 的计数器。 reg [7:0]DIV_CNT;//分频计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) DIV_CNT <= 8'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1)) //时钟分频设置 DIV_CNT <= 8'd0; else DIV_CNT <= DIV_CNT + 1'b1; end else DIV_CNT <= 8'd0;根据使能信号以及计数器状态生成 SCLK2X 时钟。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK2X <= 1'b0; else if(en && (DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))) SCLK2X <= 1'b1; else SCLK2X <= 1'b0;每当使能转换后，对 SCLK2X 时钟进行计数。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else if(SCLK2X && en)begin if(SCLK_GEN_CNT == 6'd33) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT + 1'd1; end else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT;根据 SCLK2X 计数器的值来确认工作状态以及数据传输进程。 reg [11:0]r_data; //转换结果读取内部寄存器 reg [5:0]SCLK_GEN_CNT;//SCLK2X 计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin SCLK <= 1'b1;CS_N <= 1'b1;DIN <= 1'b1; end else if(en) begin if(SCLK2X)begin case(SCLK_GEN_CNT) 6'd0:begin CS_N <= 1'b0; end 6'd1:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= 1'b0; end 6'd2:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd3:begin SCLK <= 1'b0; end 6'd4:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd5:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= r_Channel[2];end 6'd6:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd7:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= r_Channel[1];end 6'd8:begin SCLK <= 1'b1; end 6'd9:begin SCLK <= 1'b0; DIN <= r_Channel[0];end 6'd10,6'd12,6'd14,6'd16,6'd18,6'd20,6'd22,6'd24,6'd26,6'd28,6'd 30,6'd32: begin SCLK <= 1'b1; r_data <= {r_data[10:0], DOUT}; end 6'd11,6'd13,6'd15,6'd17,6'd19,6'd21,6'd23,6'd25,6'd27,6'd29,6'd 31: begin SCLK <= 1'b0; end 6'd33:begin CS_N <= 1'b1; end//将转换结果输出 default:begin CS_N <= 1'b1; end endcase end else ; end else CS_N <= 1'b1;一次转换结束的标志，即 en && SCLK2X && (SCLK_GEN_CNT == 6'd33)为真，并产生一个高脉冲的转换完成标志信号 Conv_Done。一次转换结束后将内部寄存器 r_data 的数据输出到输出端 Data 上。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin Data <= 12'd0; Conv_Done <= 1'b0; end else if(en && SCLK2X && (SCLK_GEN_CNT == 6'd33))begin Data <= r_data; Conv_Done <= 1'b1; end else begin Data <= Data; Conv_Done <= 1'b0; endADC 工作状态，在手册中看出 CS_N 在工作时为低电平，因此直接将此信号作为工作状态指示。 assign ADC_State = CS_N;仿真及板级测试 为了测试模块功能，模拟 ADC 芯片的输出。这里用 Sin3e 产生一个正弦波文件，位宽12 位，个数为 4096，并以 sin_12bit.txt 保存当前工程下的 simulation 目录下的 modelsim 文件夹。 这样就需要将产生的数据，发送到 ADC 驱动模块的输入线 DOUT 上，这里使用系统任务$readmemb，其可以用来从文件中读取数据到存储器中。其格式有以下三种： $readmemb("<数据文件名>",<存贮器名>); $readmemb("<数据文件名>",<存贮器名>,<起始地址>); $readmemb("<数据文件名>",<存贮器名>,<起始地址>,<结束地址>。 首先定义文件存放位置。 `define sin_data_file "./sin_12bit.txt"定义 4096 个 12 位的存储单元，然后将波形数据读取到存储器中。 reg[11:0] memory[4095:0];//测试波形数据存储空间 initial $readmemh(`sin_data_file,memory);在测试时将这些数据整体循环三次，进行验证。其中 gene_DOUT(memory[address])；依次将存储器中存储的波形数据读出，按照 ADC 芯片转换结果输出方式的送到 DOUT 信号线上。 integer i; initial begin Rst_n = 0;Channel = 0; En_Conv = 0; DOUT = 0;address = 0; #101; Rst_n = 1; #100; Channel = 5; for(i=0;i<3;i=i+1)begin for(address=0;address<4095;address=address+1)begin En_Conv = 1; #20; En_Conv = 0; gene_DOUT(memory[address]); @(posedge Conv_Done); //等待转换完成信号 #200; end end #20000; $stop; end将存储空间的数据按照 ADC 的数据输出格式，发送到 DOUT 信号线上，供控制模块采集。 task gene_DOUT; input [15:0]vdata; reg [4:0]cnt; begin cnt = 0; wait(!CS_N); while(cnt<16)begin @(negedge SCLK) DOUT = vdata[15-cnt]; cnt = cnt + 1'b1; end end endtask全编译后进行仿真，可看出此次信号较多。这里首先查看与 ADC 相关的使能信号、状态标志信号以及 SCLK 时钟信号等。选中以上这些信号，可以看出，每当外界输入一个周期的 En_Conv 转换信号，模块内部使能信号 en 就置高，一直到转换完成标志信号 Conv_Done有效再置 0。当 SLK2X 计数器值为 33d 且当 SCLK2X 为高时，便输出一个时钟周期的高脉冲信号，标志着本次转换过程结束。同时 SCLK2X 时钟为 ADC 工作时钟 SCLK 的两倍。以上各信号符合既定的设计。 图片 DIN 为 FPGA 控制 ADC 通道选择的信号，这里选择的通道五也就是 ADD[2:0]=101b，可以看出图每个测量循环中发送 DIN 状态均一致。 图片 查看 DOUT 串行数据输出信号，在每个 SCLK 上升沿 DOUT 均会输出一位数据。在第一个转换过程中，DOUT 首先输出 4 个前导 0，然后依次输出 1000_0000_0000b（MSB），也就是在激励文件中例化的正弦波的第一个数据 800h。并在一次转换完成后，输出并行数据 Data。符合既定设计，可以自行分析第二个转换过程。 图片 查看 CS_N 与 ADC_State 工作状态标志信号，可看出当 ADC 处于转换时为低电平，空闲时为高电平，符合设计要求。 图片 将并行输出数据 Data 设置为模拟形式，主要参数如图 25.10 所示，其中波形所占高度可根据实际情况自行设计，此处暂定 100。 图片 重启仿真后可看出数据输入为 3 个周期的正弦波也就是采样正确，符合既定设计。这里如不重启仿真可能会出现如图 25.12 所示的波形影响观测，此为仿真软件本身问题，可不深究。 图片 为了进行板级仿真，新建测试 ADC_test 顶层文件，在顶层文件中例化 ADC 以及 DAC驱动，并设置好相关使能以及标志信号。再分别生成两个 ISSP 文件，其中驱动 DAC 电压数据的命名为 ISSP_DAC（源位宽为 16），采集 ADC 电压以及通道设置的为 ISSP_ADC（源位宽为 3，探针位宽为 12）。分配引脚并全编译后，下载程序，并启动 ISSP。 1.DAC 的 DA 输出端连接 ADC 的 A0 输入端。如图 25.13 所示，使得 DAC 输出电压为0，可测得电压为 0。 图片 2.DAC 的 DA 输出端连接 ADC 的 A0 输入端。此时更新 DB 的输出值，如图 25.14，可以看出 A0 测量数据保持 0 不变。 图片 3.DAC 的 DB 输出端接 ADC 的 A1 输入端。此时更新 DB 值，其理论输出电压为7FF/FFF 4.096=2.048V ，如图 25.15 所示，使能 A1 测量端可测得输入电压为2535/40963.3=2.04V，在误差允许范围内。 图片 DAC的DB输出端接ADC的 A1 输入端。此时更新 DB 值，其理论输出电压为 BD3/FFF 4.096=3.072V,如图 25.16 所示，使能 A1 测 量 端 可 测 得 输 入 电 压 为 3815/4096 3.3=2.07V，在误差允许范围内。 图片 同理可测试的其他 DAC 输出电压以及 ADC 输入测量电压值。此处换算时需注意，DAC电路输出电压范围为 0~4V，ADC 电路测量电压范围为 0~3.3V。 工程代码 图片 在我们设计的驱动模块中，需要给ADC芯片三个控制信号SCLK、CS_N、DIN，还需要有接收ADC转化结果的ADC_OUT。ADC芯片的选址信号通过Channel端给到ADC_driver中，然后通过ADC_DIN给到芯片中，用于选择采集模拟信号的通道。12位宽的Data输出给外部的FIFO缓存。 module adc128s022( Clk, Rst_n, Channel, Data, En_Conv, Conv_Done, ADC_State, DIV_PARAM, ADC_SCLK, ADC_DOUT, ADC_DIN, ADC_CS_N ); input Clk; //输入时钟 input Rst_n; //复位输入，低电平复位 input [2:0]Channel; //ADC转换通道选择 output reg [11:0]Data; //ADC转换结果 input En_Conv; //使能单次转换，该信号为单周期有效，高脉冲使能一次转换 output reg Conv_Done; //转换完成信号，完成转换后产生一个时钟周期的高脉冲 output ADC_State; //ADC工作状态，ADC处于转换时为低电平，空闲时为高电平 input [7:0]DIV_PARAM; //时钟分频设置，实际SCLK时钟 频率 = fclk / （DIV_PARAM * 2） output reg ADC_SCLK; //ADC 串行数据接口时钟信号 output reg ADC_CS_N; //ADC 串行数据接口使能信号 input ADC_DOUT; //ADC转换结果，由ADC输给FPGA output reg ADC_DIN; //ADC控制信号输出，由FPGA发送通道控制字给ADC reg [2:0]r_Channel; //通道选择内部寄存器 reg [11:0]r_data; //转换结果读取内部寄存器 reg [7:0]DIV_CNT;//分频计数器 reg SCLK2X;//2倍SCLK的采样时钟 reg [5:0]SCLK_GEN_CNT;//SCLK生成暨序列机计数器 reg en;//转换使能信号 //在每个使能转换的时候，寄存Channel的值，防止在转换过程中该值发生变化 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) r_Channel <= 3'd0; else if(En_Conv) r_Channel <= Channel; else r_Channel <= r_Channel; //产生使能转换信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) en <= 1'b0; else if(En_Conv) en <= 1'b1; else if(Conv_Done) en <= 1'b0; else en <= en; //生成2倍SCLK使能时钟计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) DIV_CNT <= 8'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1)) DIV_CNT <= 8'd0; else DIV_CNT <= DIV_CNT + 1'b1; end else DIV_CNT <= 8'd0; //生成2倍SCLK使能时钟 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK2X <= 1'b0; else if(en && (DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))) SCLK2X <= 1'b1; else SCLK2X <= 1'b0; //生成序列计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else if(SCLK2X && en)begin if(SCLK_GEN_CNT == 6'd33) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT + 1'd1; end else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT; //序列机实现ADC串行数据接口的数据发送和接收 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin ADC_SCLK <= 1'b1; ADC_CS_N <= 1'b1; ADC_DIN <= 1'b1; end else if(en) begin if(SCLK2X)begin case(SCLK_GEN_CNT) 6'd0:begin ADC_CS_N <= 1'b0; end 6'd1:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= 1'b0; end 6'd2:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd3:begin ADC_SCLK <= 1'b0; end 6'd4:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd5:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= r_Channel[2];end //addr[2] 6'd6:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd7:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= r_Channel[1];end //addr[1] 6'd8:begin ADC_SCLK <= 1'b1; end 6'd9:begin ADC_SCLK <= 1'b0; ADC_DIN <= r_Channel[0];end //addr[0] //每个上升沿，寄存ADC串行数据输出线上的转换结果 6'd10,6'd12,6'd14,6'd16,6'd18,6'd20,6'd22,6'd24,6'd26,6'd28,6'd30,6'd32: begin ADC_SCLK <= 1'b1; r_data <= {r_data[10:0], ADC_DOUT}; end //循环移位寄存DOUT上的12个数据 6'd11,6'd13,6'd15,6'd17,6'd19,6'd21,6'd23,6'd25,6'd27,6'd29,6'd31: begin ADC_SCLK <= 1'b0; end 6'd33:begin ADC_CS_N <= 1'b1; end default:begin ADC_CS_N <= 1'b1; end //将转换结果输出 endcase end else ; end else begin ADC_CS_N <= 1'b1; end //转换完成时，将转换结果输出到Data端口，同时产生一个时钟周期的高脉冲信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin Data <= 12'd0; Conv_Done <= 1'b0; end else if(en && SCLK2X && (SCLK_GEN_CNT == 6'd33))begin Data <= r_data; Conv_Done <= 1'b1; end else begin Data <= Data; Conv_Done <= 1'b0; end //产生ADC工作状态指示信号 assign ADC_State = ADC_CS_N; endmodule ADC工程 下载地址：https://wwek.lanzoub.com/iDiv00jdsyrc 提取码： 仿真结果 图片
FPGA&ASIC
# 小实验
刘航宇
4年前
0
1,778
2
【FPGA】深度理解串口接收模块设计与验证
本章导读 本章将学习 UART 的数据接收设计部分，针对实际使用中强电磁干扰可能会对数据的影响，本节提出一种改进型的串口接收模块设计方式。除了进行常规的功能仿真以外依旧使用 ISSP 工具进行板级测试。 目录 本章导读 串口接收原理分析 UART 异步串行通信接收模块设计与实现串口接收模块接口设计 这里输入数据相对于系统时钟是个异步信号，因此也需要对其进行同步，这里的处理方式与按键的输入部分一样，不再赘述。采样时钟生成模块设计 采样数据接收模块设计 数据状态判定模块设计 仿真及板级验证 代码工程 串口接收原理分析 上一节中学习了串口发送模块的设计与实现，其 UART 发送端发送一个字节数据时序图如图 17.1 所示。 图片 这一讲介绍串口接收模块的设计与实现。当对于数据线 Rs232_Rx 上的每一位进行采样时，一般情况下认为每一位数据的中间点是最稳定的。因此一般应用中，采集中间时刻时的电平即认为是此位数据的电平，如图 17.2 所示。 图片 但是在实际工业应用中，现场往往有非常强的电磁干扰，只采样一次就作为该数据的电平状态是不可靠的。很有可能恰好采集到被干扰的信号而导致结果出错，因此这里提出以下改进型的单 bit 数据接收方式示意图，使用多次采样求概率的方式进行状态判定，如图 17.3所示。 图片 图 17.3 改进型串口接收方式示意图在图 17.3 中，将每一位数据再平均分成了 16 小段。对于 Bit_x 这一位数据，考虑到数据在刚刚发生变化和即将发生变化的这一时期，数据极有可能不稳定的（用深灰色标出的两段），在这两个时间段采集数据，很有可能得到错误的结果，因此判定这两段时间的电平无效，采集时直接忽略。而中间这一时间段（用浅灰色标出），数据本身是比较稳定的，一般都代表了正确的结果。也就是前面提到的中间测量方式，但是也不排除该段数据受强电磁干扰而出现错误的电平脉冲。因此对这一段电平，进行多次采样，并求高低电平发生的概率，6 次采集结果中，取出现次数多的电平作为采样结果。例如，采样 6 次的结果分别为1/1/1/1/0/1/，则取电平结果为 1，若为 0/0/1/0/0/0,，则取电平结果为 0，当 6 次采样结果中 1和 0 各占一半（各 3 次），则可判断当前通信线路环境非常恶劣，数据不具有可靠性，不进 行处理。同理7次采集可以多数决定少数。 UART 异步串行通信接收模块设计与实现 串口接收模块接口设计 基于以上原理，串口接收模块整体框图如图 17.4 所示，其接口列表如表 17.1 所示。 图片 RS232 串行输入信号同步设计 这里输入数据相对于系统时钟是个异步信号，因此也需要对其进行同步，这里的处理方式与按键的输入部分一样，不再赘述。 reg s0_Rs232_Rx,s1_Rs232_Rx; //同步寄存器 reg tmp0_Rs232_Rx,tmp1_Rs232_Rx; //数据寄存器 //同步寄存器，消除亚稳态 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin s0_Rs232_Rx <= 1'b0; s1_Rs232_Rx <= 1'b0; end else begin s0_Rs232_Rx <= Rs232_Rx; s1_Rs232_Rx <= s0_Rs232_Rx; end //数据寄存器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin tmp0_Rs232_Rx <= 1'b0; tmp1_Rs232_Rx <= 1'b0; end else begin tmp0_Rs232_Rx <= s1_Rs232_Rx; tmp1_Rs232_Rx <= tmp0_Rs232_Rx; end assign nedege = !tmp0_Rs232_Rx && tmp1_Rs232_Rx;采样时钟生成模块设计 串口接收模块主要构成之一即为波特率时钟生成模块。这里根据本章原理部分提到的过采样方式，即实际的采样频率是波特率的 16 倍，得出计数值与波特率之间的关系如表 17.2所示，其中系统时钟周期为 System_clk_period，这里为 20ns。 图片 这里依旧使用一个选择器，来实现不同波特率与采样时钟分频计数值之间的对应关系。设计代码如下所示。 reg [15:0]bps_DR; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_DR <= 16'd324; else begin case(baud_set) 0:bps_DR <= 16'd324; 1:bps_DR <= 16'd162; 2:bps_DR <= 16'd80; 3:bps_DR <= 16'd53; 4:bps_DR <= 16'd26; default:bps_DR <= 16'd324; endcase end现在产生采样时钟，即波特率时钟的 16 倍。 reg [15:0]div_cnt; reg bps_clk; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) div_cnt <= 16'd0; else if(uart_state)begin if(div_cnt == bps_DR) div_cnt <= 16'd0; else div_cnt <= div_cnt + 1'b1; end else div_cnt <= 16'd0; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_clk <= 1'b0; else if(div_cnt == 16'd1) bps_clk <= 1'b1; else bps_clk <= 1'b0;采样时钟计数器，计数器清零条件之一 bps_cnt == 8'd159 代表一个字节接收完毕。(bps_cnt == 8'd12 && (START_BIT > 2))是实现起始位检测是否出错，在后面会对此进行详细解释。 reg [7:0]bps_cnt; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_cnt <= 8'd0; else if(bps_cnt == 8'd159 || (bps_cnt == 8'd12 && (START_BIT > 2))) bps_cnt <= 8'd0; else if(bps_clk) bps_cnt <= bps_cnt + 1'b1; else bps_cnt <= bps_cnt; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Rx_Done <= 1'b0; else if(bps_cnt == 8'd159) Rx_Done <= 1'b1; else Rx_Done <= 1'b0;采样数据接收模块设计 以图 17.3 起始位为例，位于中间的采样时间段对应的 bps_cnt 值分别为 6、7、8、9、10、11，在这些时刻直接累加本位数据。然后，后一位数据的采样时间段的第一个 bps_cnt值为前一位数据采样时间段的第一个 bps_cnt 值加 16。所以，起始位后面紧跟的第一个数据位 Bit0 的采样时间段的 bps_cnt 值分别是 22、23、24、25、26、27，同样，在这些时刻，直接累加本位数据。以此类推，可以得到其他位的采样时间段对应的 bps_cnt 值。 现解释为何在上面清零条件之一为(bps_cnt == 8'd12 && (START_BIT > 2))，理想情况下（真正的起始位）也就是当 bps_cnt 计数值为 12 时，START_BIT 的计算值应该为 0。而在实际中，有可能会出现一个干扰信号，而并非真正的起始信号，也导致下降沿的出现。此时，如果不加判断，直接视之为起始信号，进入接收状态，那么必然会接收到错误数据，也可能导致错过正确数据的接收。为了增加抗干扰能力，这里采样了这样的一种思路：当数据线上出现了下降沿时，先假设它是起始信号，然后对其进行中间段采样。如果这 6 次采样值累加结果大于 2，即 6 次采样中有至少一半的状态为高电平时，那么这显然不符合真正起始信号的持续低电平要求，此时就把刚才到来的下降沿视为干扰信号，而不视为起始信号。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin START_BIT <= 3'd0; r_data_byte[0] <= 3'd0; r_data_byte[1] <= 3'd0; r_data_byte[2] <= 3'd0; r_data_byte[3] <= 3'd0; r_data_byte[4] <= 3'd0; r_data_byte[5] <= 3'd0; r_data_byte[6] <= 3'd0; r_data_byte[7] <= 3'd0; STOP_BIT = 3'd0; end else if(bps_clk)begin case(bps_cnt) 0:begin START_BIT <= 3'd0; r_data_byte[0] <= 3'd0; r_data_byte[1] <= 3'd0; r_data_byte[2] <= 3'd0; r_data_byte[3] <= 3'd0; r_data_byte[4] <= 3'd0; r_data_byte[5] <= 3'd0; r_data_byte[6] <= 3'd0; r_data_byte[7] <= 3'd0; STOP_BIT <= 3'd0; end 6,7,8,9,10,11:START_BIT <= START_BIT + s1_Rs232_Rx; 22,23,24,25,26,27:r_data_byte[0] <= r_data_byte[0] + s1_Rs232_Rx; 38,39,40,41,42,43:r_data_byte[1] <= r_data_byte[1] + s1_Rs232_Rx; 54,55,56,57,58,59:r_data_byte[2] <= r_data_byte[2] + s1_Rs232_Rx; 70,71,72,73,74,75:r_data_byte[3] <= r_data_byte[3] + s1_Rs232_Rx; 86,87,88,89,90,91:r_data_byte[4] <= r_data_byte[4] + s1_Rs232_Rx; 102,103,104,105,106,107:r_data_byte[5] <= r_data_byte[5] + s1_Rs232_Rx; 118,119,120,121,122,123:r_data_byte[6] <= r_data_byte[6] + s1_Rs232_Rx; 134,135,136,137,138,139:r_data_byte[7] <= r_data_byte[7] + s1_Rs232_Rx; 150,151,152,153,154,155:STOP_BIT <= STOP_BIT + s1_Rs232_Rx; default: begin START_BIT <= START_BIT; r_data_byte[0] <= r_data_byte[0]; r_data_byte[1] <= r_data_byte[1]; r_data_byte[2] <= r_data_byte[2]; r_data_byte[3] <= r_data_byte[3]; r_data_byte[4] <= r_data_byte[4]; r_data_byte[5] <= r_data_byte[5]; r_data_byte[6] <= r_data_byte[6]; r_data_byte[7] <= r_data_byte[7]; STOP_BIT <= STOP_BIT; end endcase end数据状态判定模块设计 在原理部分介绍过，对一位数据需进行 6 次采样，然后取出现次数较多的数据作为采样结果，也就是说，6 次采样中出现次数多于 3 次的数据才能作为最终的有效数据。对此，可以用接收到数据 r_data_byte[n]结合数值比较器来判断，也可以直接令其等于当前位的最高位数据。以下面例子说明：当 r_data_byte[n]分别为二进制的 011B/010B/100B/101B时，这几个数据十进制格式分别为 3d/2d/4d/5d，可以发现大于等 4d 的为 100B/101B。当最高位是 1 即此时的数据累加值大于等于 4d，可以说明数据真实值为 1；当最高位是 0 即此时的数据累加值小于等于 3d，可以说明数据真实值为 0，因此只需判断最高位即可。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) data_byte <= 8'd0; else if(bps_cnt == 8'd159)begin data_byte[0] <= r_data_byte[0][2]; data_byte[1] <= r_data_byte[1][2]; data_byte[2] <= r_data_byte[2][2]; data_byte[3] <= r_data_byte[3][2]; data_byte[4] <= r_data_byte[4][2]; data_byte[5] <= r_data_byte[5][2]; data_byte[6] <= r_data_byte[6][2]; data_byte[7] <= r_data_byte[7][2]; end仿真及板级验证 完成设计之后，对其进行功能仿真。在下面的 testbench 文件中，这里产生数据的激励输入使用上一章的发送数据模块的输出来实现，因此激励文件只需在上一章的激励文件中，修改端口信息、例化本模块以及将发送模块输出的 Rs232_Tx 连接到接收模块上的 Rs232_Rx即可。修改后的部分激励文件如下: wire Rs232_Tx; uart_byte_rx uart_byte_rx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .baud_set(baud_set), .Rs232_Rx(Rs232_Tx), .data_byte(data_byte_r), .Rx_Done(Rx_Done) ); uart_byte_tx uart_byte_tx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .data_byte(data_byte_t), .send_en(send_en), .baud_set(baud_set), .Rs232_Tx(Rs232_Tx), .Tx_Done(Tx_Done), .uart_state(uart_state) );设置好仿真脚本后进行功能仿真，可以看到如图 17.5 所示的波形文件，每当一个字节发送结束后，数据输出 data_byte_r 均会更新输出一次。下图中由于 Rs232_Rx 仅声明了但并未调用，因此无数据显示，可以直接删除。 图片 与上一章不同，这里使用 ISSP 的探针功能，对本次数据接收模块进行板级调试与验证。其主要配置如图 17.6 所示，并加入到工程中。 图片 新建一个顶层文件 uart_rx_top.v，这里例化数据接收模块以及 ISSP 工具。只有接收成功后才采集下一次数据，符合实际使用情况。 module uart_rx_top(Clk,Rst_n,Rs232_Rx); input Clk; input Rst_n; input Rs232_Rx; reg [7:0]data_rx_r; wire [7:0]data_rx; wire Rx_Done; uart_byte_rx uart_byte_rx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .baud_set(3'd0), .Rs232_Rx(Rs232_Rx), .data_byte(data_rx), .Rx_Done(Rx_Done) ); issp issp( .probe(data_rx_r) ); always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) data_rx_r <= 8'd0; else if(Rx_Done) data_rx_r <= data_rx; else data_rx_r <= data_rx_r; endmodule分配引脚并全编译无误后下载工程到开发板中。在 Quartus Prime 中点击 Tools→InSystem Source and Probes Editor 启动 ISSP，手动选择下载器后，并将数据格式改为设计中的 hex 格式，持续触发模式。打开电脑上的串口助手，将主要参数设置为：波特率为 9600、无校验位、8 位数据位以及 1bit 停止位。 图片 图 17.8 ISSP 工具设置界面在串口助手上先后输入 aa、38 后在 ISSP 使用界面可以看到 Data 会随之对应变化。可知设计无误。 图片 本章学习了串口接收的相关原理，在设计过程中针对工业现场的强电磁干扰等问题，提出了一种基于权重的改进型数据接收方式。并在板级调试中使用了 ISSP 中的探针功能（probe）。 在本章实验的基础上，可以将接收到的数据在 4 位 LED 或者数码管上进行更直观的显示。 代码工程 串口接收 下载地址：https://wwek.lanzoub.com/iEZDG0j3flaj 提取码：
FPGA&ASIC
# 小实验
刘航宇
4年前
0
731
0
2022-12-18
【FPGA】深度理解串口发送模块设计与验证
本章导读 在当今的电子系统中，经常需要板内、板间或者下位机与上位机之间进行数据的发送与接收，这就需要双方共同遵循一定的通信协议来保证数据传输的正确性。常见的协议有UART（通用异步收发传输器）、IIC（双向两线总线）、SPI（串行外围总线）、USB2.0/3.0（通用串行总线）以及 Ethernet（以太网）等。在这些协议当中，最为基础的就是 UART，因其电路结构简单、成本较低，所以在注重性价比的情况下，使用非常广泛。 本章将学习 UART 通信的原理及其硬件电路设计，并使用 FPGA 来实现 UART 通信中的数据发送部分设计。在仿真验证时除进行正常的功能仿真以外，还将在 Quartus Prime 中使用 In system sources and probes editor(ISSP)工具进行板级验证，具体方法是：输入需要通过串口发送出去的数据，然后通过按下 AC620 开发板上的按键来控制 FPGA 将待发送的数据发送出去，并在串口助手中查看 PC 端接收到的数据。 目录 本章导读 异步串行通信原理及电路设计RS232 通信接口标准 UART 关键参数及时序图 RS232 通信电路设计 UART 异步串行通信发送模块设计与实现串口发送模块接口设计 波特率时钟生成模块设计 数据输出模块设计 数据传输状态控制模块设计 激励创建及仿真测试 按键控制串口发送设计 代码工程 异步串行通信原理及电路设计 RS232 通信接口标准 通用异步收发传输器（Universal Asynchronous Receiver/Transmitter，UART）是一种异步收发传输器，其在数据发送时将并行数据转换成串行数据来传输，在数据接收时将接收到的串行数据转换成并行数据，可以实现全双工传输和接收。它包括了 RS232、RS449、RS423、RS422 和 RS485 等接口标准规范和总线标准规范。换句话说，UART 是异步串行通信的总称。而 RS232、RS449、RS423、RS422 和 RS485 等，是对应各种异步串行通信口的接口标准和总线标准，它们规定了通信口的电气特性、传输速率、连接特性和接口的机械特性等内容。 本章要重点学习的 RS-232 是美国电子工业联盟（EIA）制定的串行数据通信的接口标准，原始编号全称是 EIA-RS-232（简称 232，RS232），被广泛用于计算机串行接口外设连接。其 DB9 接口的针脚定义如图 16.1 所示，引脚功能如表 16.1 所示。若系统存在多个 UART接口，则可分别称为 COM1、COM2 等。 图片 UART 关键参数及时序图 UART 通信在使用前需要做多项设置，最常见的设置包括数据位数、波特率大小、奇偶校验类型和停止位数。 数据位（Data bits）：该参数定义单个 UART 数据传输在开始到停止期间发送的数据位数。可选择为：5、6、7 或者 8（默认）。 波特率（Baud）：是指从一设备发到另一设备的波特率，即每秒钟可以通信的数据比特个数。典型的波特率有 300, 1200, 2400, 9600, 19200, 115200 等。一般通信两端设备都要设为相同的波特率，但有些设备也可设置为自动检测波特率。 奇偶校验类型（Parity Type）：是用来验证数据的正确性。奇偶校验一般不使用，如果使用，则既可以做奇校验（Odd）也可以做偶校验（Even）。在偶校验中，因为奇偶校验位会被相应的置 1 或 0（一般是最高位或最低位），所以数据会被改变以使得所有传送的数位（含字符的各数位和校验位）中“1”的个数为偶数；在奇校验中，所有传送的数位（含字符的各数位和校验位）中“1”的个数为奇数。奇偶校验可以用于接受方检查传输是否发送生错 误，如果某一字节中“1”的个数发生了错误，那么这个字节在传输中一定有错误发生。如果奇偶校验是正确的，那么要么没有发生错误，要么发生了偶数个的错误。如果用户选择数据长度为 8 位，则因为没有多余的比特可被用来作为奇偶校验位，因此就叫做“无奇偶校验（Non）”。 停止位（Stop bits）：在每个字节的数据位发送完成之后，发送停止位，来标志着一次数据传输完成，同时用来帮助接受信号方硬件重同步。可选择为：1（默认）、1.5 或者 2 位。 在 RS-232 标准中，最常用的配置是 8N1(即八个数据位、无奇偶校验、一个停止位)，其发送一个字节时序图如图 16.2 所示。 按照一个完整的字节包括一位起始位、8 位数据位、一位停止位即总共十位数据来算，要想完整的实现这十位数据的发送，就需要 11 个波特率时钟脉冲，第 1 个脉冲标记一次传输的起始，第 11 个脉冲标记一次传输的结束，如下所示： 图片 RS232 通信电路设计 RS232 通信协议需要一定的硬件支持，早期大多使用的方案是 RS232 转 TTL，这时需要 MAX232 或者 SP3232 等电平转换芯片来做数据转换。其外围电路简单，最少只需要 4 个电容即可正常工作，其典型电路图如 16.3 所示。在这里只使用了两路通信中的一路，且通过加入的 D7、D8 两个发光二极管可以更好的观察数据状态。 图片 现在系统集成度越来越高，DB9 的 RS232 接口占用 PCB 面积过大，多数系统已经转用USB 转 TTL，其电路图如图 16.4 所示。 图片 CH340G 是一个支持 5V 或 3.3V 供电的 USB 总线的转接芯片，实现 USB 转串口、USB 转 IrDA 红外或者 USB 转打印口。支持硬件全双工串口、内置收发缓冲区，支持通讯波特率 50bps～2Mbps 并支持常用的 MODEM 联络信号 RTS、DTR、DCD、RI、DSR、CTS。 并可通过外加电平转换器件，可以提供 RS232、RS485、RS422 等接口。在 Windows 操作系统下，CH340 的驱动程序能够仿真标准串口，所以与绝大部分原串口应用程序完全兼容，不需要作任何修改。 UART 异步串行通信发送模块设计与实现 串口发送模块接口设计 基于上述原理，本章要实现的串口发送模块整体框图，如图 16.9 所示，其接口列表如表 16.2 所示。 图片 根据功能需求，串口发送模块可进一步细化为如图 16.10 所示详细结构图，其中每一子模块的作用如表 16.3 所示。其中绿色的框代表单一结构的寄存器，来实现数据的稳定输入以及输出。 图片 图片 波特率时钟生成模块设计 从原理部分可知，波特率是 UART 通信中需要设置的参数之一。在波特率时钟生成模块中，计数器需要的计数值与波特率之间的关系如表 16.4 所示，其中系统时钟周期为System_clk_period，这里为 20ns。如果接入到该模块的时钟频率为其他值，需要根据具体的频率值修改该参数。 图片 本模块的设计是为了保证模块的复用性。当需要不同的波特率时，只需设置不同的波特率时钟计数器的计数值。使用查找表即可实现，下面的设计代码中只包含了针对 5 个波特率的设置，如需要其他波特率可根据实际使用情况具体修改。 reg [15:0]bps_DR;//分频计数最大值 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_DR <= 16'd5207; else begin case(baud_set) 0:bps_DR <= 16'd5207; //9600bps 1:bps_DR <= 16'd2603; //19200bps 2:bps_DR <= 16'd1301; //38400bps 3:bps_DR <= 16'd867; //57600bps 4:bps_DR <= 16'd433; //115200bps default:bps_DR <= 16'd5207; endcase end利用计数器来生成波特率时钟。 reg bps_clk; //波特率时钟 reg [15:0]div_cnt;//分频计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) div_cnt <= 16'd0; else if(uart_state)begin if(div_cnt == bps_DR) div_cnt <= 16'd0; else div_cnt <= div_cnt + 1'b1; end else div_cnt <= 16'd0; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_clk <= 1'b0; else if(div_cnt == 16'd1) bps_clk <= 1'b1; else bps_clk <= 1'b0;所谓波特率生成，就是用一个定时器来定时，产生频率与对应波特率时钟频率相同的时钟信号。例如，我们使用波特率为 115200bps，则我们需要产生一个频率为 115200Hz 的时钟信号。那么如何产生这样一个 115200Hz 的时钟信号呢？这里，我们首先将 115200Hz 时钟信号的周期计算出来，1 秒钟为 1000_000_000ns，因此波特率时钟的周期 Tb= 1000000000/115200 =8680.6ns，即115200信号的一个周期为8680.6ns，那么，我们只需要设定我们的定时器定时时间为8680.6ns，每当定时时间到，产生一个系统时钟周期长度的高脉冲信号即可。系统时钟频率为 50MHz，即周期为 20ns，那么，我们只需要计数 8680/20 个系统时钟，就可获得 8680ns 的定时，bps115200=Tb/Tclk - 1=Tb*fclk - 1=fclk/115200-1。相应的，其它波特率定时值的计算与此相同为了能够通过外部控制波特率，设计中使用了一个 3 位的波特率选择端口：Baud_Set。通过给此端口不同的值，就能选择不同的波特率，此端口控制不同波特率的原理很简单，就是一个多路选择器，多路选择器通过选择不同的定时器计数最大值来设置不同的比特率时钟频率。 Baud_Set 的值与各波特率的对应关系如下: 000 ： 9600bps； 001 ： 19200bps; 010 ：38400bps; 011 ：57600bps； 100 ：115200bps； 数据输出模块设计 通过对波特率时钟进行计数，来确定数据发送的循环状态。 reg [3:0]bps_cnt;//波特率时钟计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) bps_cnt <= 4'd0; else if(bps_cnt == 4'd11) bps_cnt <= 4'd0; else if(bps_clk) bps_cnt <= bps_cnt + 1'b1; else bps_cnt <= bps_cnt;同样为了使得模块可以对其他模块进行控制或者调用，这里产生一个 byte 传送结束的信号。一个数据位传输结束后 Tx_done 信号输出一个时钟的高电平。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Tx_Done <= 1'b0; else if(bps_cnt == 4'd11) Tx_Done <= 1'b1; else Tx_Done <= 1'b0;产生数据传输状态信号，即当在正常传输的时候 uart_state 信号为高电平，其他情况均为低电平。这里实现的电路结构同样是具有优先级顺序的，但与 C 语言本质是不同的。在图16.10 中的 MUX2_1 与 MUX2_2 就是下面的设计实现的 if—else if—else 的电路结构。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) uart_state <= 1'b0; else if(send_en) uart_state <= 1'b1; else if(bps_cnt == 4'd11) uart_state <= 1'b0; else uart_state <= uart_state;由于 RS232 是一个异步的收发器，因此为了保证发送的数据在时钟到来的时候是稳定的，这里也需要对输入数据进行寄存。 reg [7:0]r_data_byte; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) r_data_byte <= 8'd0; else if(send_en) r_data_byte <= data_byte; else r_data_byte <= r_data_byte;数据传输状态控制模块设计 在模块结构图 16.10 中还有一个十选一多路器 ，作用是根据 bps_cnt 的值来确定数据传输的状态。如时序图 16.2 所示，在不同的波特率时钟计数值时，有对应的传输数据。 localparam START_BIT = 1'b0; localparam STOP_BIT = 1'b1; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Rs232_Tx <= 1'b1; else begin case(bps_cnt) 0:Rs232_Tx <= 1'b1; 1:Rs232_Tx <= START_BIT; 2:Rs232_Tx <= r_data_byte[0]; 3:Rs232_Tx <= r_data_byte[1]; 4:Rs232_Tx <= r_data_byte[2]; 5:Rs232_Tx <= r_data_byte[3]; 6:Rs232_Tx <= r_data_byte[4]; 7:Rs232_Tx <= r_data_byte[5]; 8:Rs232_Tx <= r_data_byte[6]; 9:Rs232_Tx <= r_data_byte[7]; 10:Rs232_Tx <= STOP_BIT; default:Rs232_Tx <= 1'b1; endcase end激励创建及仿真测试 完成设计之后，需要对其进行功能仿真。在下面的 testbench 文件中，生成了复位信号以及使能信号、待传输数据。这里将所有数据变化与系统时钟错开 1ns，是为了能更清楚看到输入输出数据与时钟的时序关系。 initial begin Rst_n = 1'b0; data_byte = 8'd0; send_en = 1'd0; baud_set = 3'd4; #(`clk_period*20 + 1 ) Rst_n = 1'b1; #(`clk_period*50); data_byte = 8'haa; send_en = 1'd1; #`clk_period; send_en = 1'd0; @(posedge Tx_Done) #(`clk_period*5000); data_byte = 8'h55; send_en = 1'd1; #`clk_period; send_en = 1'd0; @(posedge Tx_Done) #(`clk_period*5000); $stop; end设置好仿真脚本后进行功能仿真，得到如图 16.11 所示的波形文件，可以看出在复位信号置高以及使能信号有效之前输出信号 Rs232_Tx 均为 0，在复位结束以及使能后输出信号才开始正常，且当输入数据为 10101010b（MSB）后，输出信号依次为 1、0（起始位）、01010101b（LSB）、1（停止位）；当输入数据为 01010101b（MSB）后，输出信号依次为 1、0（起始位）、10101010b（LSB）、1（停止位）。同时 uart_state 处于发送状态时为 1，即仿真通过。 图片 按键控制串口发送设计 为了实现导读中所设定的目标，将以前编写好的按键消抖模块添加到工程当中，并再次使用 ISSP，其主要参数配置如图 16.12 所示，并加入到工程中。 图片 然后，新建一个顶层文件，并将按键消抖、串口发送以及 ISSP 例化，并将按键状态与串口发送使能端连接即可。部分设计如下所示，并将串口发送状态连接到 LED 上，以更好的观察数据发送状态。 assign send_en = key_flag0 & !key_state0; uart_byte_tx uart_byte_tx( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .data_byte(data_byte), .send_en(send_en), .baud_set(3'd0), .Rs232_Tx(Rs232_Tx), .Tx_Done(), .uart_state(led) );编译无误后，点击 RTL_viewer 可以看到如图 16.13 的各模块连接图。 图片 分配引脚并全编译无误后下载工程到 AC620 开发板中。然后，在 Quartus Prime 中点击Tools→In-System Source and Probes Editor 启动 ISSP，手动选择下载器后，并将数据格式改为设计中的 hex 格式。打开电脑上的串口助手，将主要参数设置为：波特率为 9600、无校验位、8 位数据位以及 1bit 停止位。 在 Quartus Prime 中，使用 In system sources and probes editor 工具，输入需要通过串口发送出去的数据，然后按下学习板上的按键 0，FPGA 自动将所需要发送的数据发送出去，即可在串口助手中看到相关数据。且板载的 LED_RX 每接收一 byte 数据均会亮一下，这里由于时钟较快，数据传输过程很快，因此代表传输状态的 led0 看着“常亮”。 图片 至此，完成了基于 FPGA 的串口通信发送部分实现。 在本章中学习了 UART 的分类以及原理，介绍了 RS232 协议的数据格式以及相关参数所代表的含义，并设计了串口的硬件电路，且在板级调试中再次使用了 ISSP 中的源功能（source）。 代码工程 代码下载 下载地址：https://wwek.lanzoub.com/ijx1z0izahvc 提取码：
FPGA&ASIC
# 小实验
刘航宇
4年前
0
1,049
1
【FPGA】【SPI】线性序列机与串行接口 DAC 驱动设计与验证
概述：ADC和DAC是FPGA与外部信号的接口，从数据接口类型的角度划分，有低速的串行接口和高速的并行接口。FPGA经常用来采集中高频信号，因此使用并行ADC和DAC居多。并行接口包括两种数字编码方式：带符号数signed与无符号数unsigned。 DAC DA转化一般将数字信号“010101”转化为模拟信号去控制其它电子设备。 导读： 数模转换器即 D/A 转换器，或简称 DAC（Digital to Analog Conver），是指将数字信号转变为模拟信号的电子元件。 DAC 的内部电路构成无太大差异，一般按输出是电流还是电压、能否作乘法运算等进行分类。大多数 DAC 由电阻阵列和 n 个电流开关(或电压开关)构成，按数字输入值切换开关，产生比例于输入的电流(或电压) 。此外，也有为了改善精度而把恒流源放入器件内部的。 DAC 可分为电压型和电流型两大类，电压型 DAC 有权电阻网络、T 型电阻网络和树形开关网络等；电流型 DAC 有权电流型电阻网络和倒 T 型电阻网络等。 电压输出型(如 TLV5618) 。电压输出型 DAC 虽有直接从电阻阵列输出电压的，但一般采用内置输出放大器以低阻抗输出。直接输出电压的器件仅用于高阻抗负载，由于无输出放大器部分的延迟，故常作为高速 DAC 使用。 电流输出型(如 THS5661A ) 。电流输出型 DAC 很少直接利用电流输出，大多外接电流- 电压转换电路得到电压输出，后者有两种方法：一是只在输出引脚上接负载电阻而进行电流- 电压转换，二是外接运算放大器。 乘算型(如 AD7533) 。DAC 中有使用恒定基准电压的，也有在基准电压输入上加交流信号的，后者由于能得到数字输入和基准电压输入相乘的结果而输出，因而称为乘算型 DAC。 乘算型 DAC 一般不仅可以进行乘法运算，而且可以作为使输入信号数字化地衰减的衰减器及对输入信号进行调制的调制器使用。 一位 DAC。一位 DAC 与前述转换方式全然不同，它将数字值转换为脉冲宽度调制或频率调制的输出，然后用数字滤波器作平均化而得到一般的电压输出，用于音频等场合。 本章以 TLV5618 为例介绍 DAC 的工作原理及时序图解释，并用线性序列机（LSM）来描述时序图进而正确驱动此类设备。在 Quartus Pime 软件中，使用 ISSP 工具输入希望输出的电压值，控制 FPGA 进而操作 TLV5618 芯片输出对应的电压值。 任务 使用FPGA芯片控制DAC采集芯片，输出指定的电压值。 硬件部分 为了将FPGA输出的数字电压转换成模拟电压，使用到了数模转换芯片(简称DAC)TLV5618。进行设计前， 需要查看该芯片的数据手册 。 1.芯片功能图 本章使用的 DAC 芯片为 TLV5618，其芯片内部结构如图所示。TLV5618 是一个基于电压输出型的双通道 12 位单电源数模转换器，其由串行接口、一个速度和电源控制器、电阻网络、轨到轨输出缓冲器组成。 图片 TLV5618 使用 CMOS 电平兼容的三线制串行总线与各种处理器进行连接，接收控制器发送的 16 位的控制字，这 16 位的控制字被分为 2 个部分，包括 4 位的编程位，12 位的数据位。 2.端口功能表 图片 从功能图和功能表中我们可以看出，TLV5618有四个输入端口： 片选信号CS、数据串行输入端口DIN、模拟参考电压REF、数字时钟SCLK。 两个输出端分别为OUTA和OUTB，均为对应的模拟电压输出端。 3.时序图 当片选(CS)信号为低电平时，输入数据以最高有效位在前的方式被读入 16 位移位寄存器。在 SCLK 输入信号的下降沿,把数据移入寄存器 A、B。当片选(CS)信号进入上升沿时,再把数据送至 12 位 A/D 转换器。 图片 从时序图中我们可以看到使用该芯片时要注意这几个参数： tw(L)：低电平最小宽度，25ns。 tw(H)：高电平最小宽度，25ns。 tsu(D)：数据最短建立时间。 th(D)：数据最短保持时间。 tsu(CS-CK)：片选信号下降沿到第一个时钟下降沿最短时间。 th(CSH)：片选信号最短拉高时间。 TLV5618 的 16 位数据格式如下: 图片 其中，SPD 为速度控制位，PWR 为电源控制位。上电时，SPD 和 PWR 复位到 0（低速模式和正常工作）。 图片 R1 与 R0 所有可能的组合以及代表的含义如下所示。如果其中一个寄存器或者缓冲区被选择，那么 12 位数据将决定新的 DAC 输出电压值。 图片 这样针对 D[15:12]不同组合构成的典型操作如下： 1）设置 DAC A 输出，选择快速模式：写新的 DAC A 的值，更新 DAC A 输出。DAC A 的输出在 D0 后的时钟上升沿更新。 图片 2）设置 DAC B 输出，选择快速模式： 写新的 DAC B 的值到缓冲区，并且更新 DAC B 输出。DAC B 的输出在 D0 后的时钟上升沿更新。 图片 3） 设置 DAC A、DAC B 的值，选择低速模式：在写 DAC A 的数据 D0 后的时钟上升沿 DAC A 和 B 同时更新输出。 a.写 DAC B 的数据到缓冲区： 图片 b.写新的 DAC A 的值并且同时更新 DAC A 和 B： 图片 4） 设置掉电模式：×=不关心 图片 4.输出电压计算 图片 图片 由手册给出的公式知，输出电压与输入的编码值成正比，同时还要乘以一个系数REF，这个系数从芯片的REF引脚输入。我们打开并查看开发板的原理图：其中参考电压为由 LM4040 提供的 2.048V，与FPGA 采用三线制 SPI 通信。 图片 从图中知，我们用到了芯片LM4040-2.0给DAC供电，这个芯片工作时输出电压为4.028V（即精度为12位），故参数REF为4.028。 5.时钟频率与刷新率计算 图片 我们查阅手册后知道，使用该芯片时，时钟最大频率为20MHz，刷新率为时钟频率的1/16。而开发板提供的原始时钟为50MHz,因此可以采用四分频后得到12.5MHz的时钟频率。 线性序列机设计思想与接口时序设计 从图 24.3 中可以看出，该接口的时序是一个很有规律的序列，SCLK 信号什么时候该由变高，什么时候由高变低。DIN 信号什么时候该传输哪一位数据，都是可以根据时序参数唯一确定下来的。 这样就可以将该数据波形放到以时间为横轴的一个二维坐标系中，纵轴就是每个信号对应的状态： 图片 因此只需要在逻辑中使用一个计数器来计数，然后每个计数值时就相当于在 t 轴上对应了一个相应的时间点，那么在这个时间点上，各个信号需要进行什么操作，直接赋值即可。 经查阅手册可知器件工作频率SCLK最大为20MHz，这里定义其工作频率为12.5MHz。设置一个两倍于 SCLK 的采样时钟 SCLK2X，使用 50M 系统时钟二分频而来即 SCLK2X 为25MHz。针对 SCLK2X 进行计数来确定图 24.4 中各个信号的状态。可得出每个时间点对应信号操作详表。 图片 图片 线性序列机计数器的控制逻辑判断依据，如表 24.7 所示。 图片 以上就是通过线性序列机设计接口时序的一个典型案例，可以看到，线性序列机可以大大简化设计思路。线性序列机的设计思想就是使用一个计数器不断计数，由于每个计数值都会对应一个时间，那么当该时间符合需要操作信号的时刻时，就对该信号进行操作。这样，就能够轻松的设计出各种时序接口了。 基于线性序列机的 DAC 驱动设计 模块接口设计 设计 TLV5618 接口逻辑的模块如图 24.8 所示。 图片 其中，每个端口的功能描述如表 24.6 所示。 表 24.6 模块端口功能描述 图片 生成使能信号，当输入使能信号有效后便将使能信号 en 置 1，当转换完成信号有效时便将其重新置 0。 reg en;//转换使能信号 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) en <= 1'b0; else if(Start) en <= 1'b1; else if(Set_Done) en <= 1'b0; else en <= en;在数据手册中SCLK的频率范围为0.8~3.2MHz。这里为了方便适配不同的频率需求率，设置了一个可调的计数器，改变 DIV_PARAM 的值即可改变 DAC 工作频率。根据表 中可以看出，需要根据计数器的值周期性的产生 SCLK 时钟信号，这里可以将计数器的值等倍数放大，形成过采样。这里产生一个两倍于 SCLK 的信号，命名为 SCLK2X。 首先编写分频计数器，时钟 SCLK2X 的计数器。 //生成 2 倍 SCLK 使能时钟计数器 reg [7:0]DIV_CNT;//分频计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) DIV_CNT <= 4'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))//2-1=1，cnt=0,25MHZ,cnt=1为12.5MHZ DIV_CNT <= 4'd0; else DIV_CNT <= DIV_CNT + 1'b1; end else DIV_CNT <= 4'd0;根据使能信号以及计数器状态生成 SCLK2X 时钟。 //生成 2 倍 SCLK 使能时钟计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK2X <= 1'b0; else if(en && (DIV_CNT == (DIV_PARAM - 1'b1))) SCLK2X <= 1'b1; else SCLK2X <= 1'b0;每当使能转换后，对 SCLK2X 时钟进行计数。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else if(SCLK2X && en)begin if(SCLK_GEN_CNT == 6'd32) SCLK_GEN_CNT <= 6'd0; else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT + 1'd1; end else SCLK_GEN_CNT <= SCLK_GEN_CNT;根据 SCLK2X 计数器的值来确认工作状态以及数据传输进程。 //依次将数据移出到 DAC 芯片 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin DIN <= 1'b1; SCLK <= 1'b0; r_DAC_DATA <= 16'd0; end else begin if(Start)//收到开始发送命令时，寄存 DAC_DATA 值 r_DAC_DATA <= DAC_DATA; if(!Set_Done && SCLK2X) begin if(!SCLK_GEN_CNT[0])begin //偶数， 0,2,4,6,8,10,12,14,16,18,20,22,24,26,28,30: SCLK <= 1'b1; DIN <= r_DAC_DATA[15]; r_DAC_DATA <= #1 r_DAC_DATA << 1; end else //奇数， 1,3,5,7,9,11,13,15,17,19,21,23,25,27,29,31: SCLK <= 1'b0; end endDAC 工作状态，处于数据传输状态时 CS_N 为低电平状态，空闲时为高。 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) CS_N <= 1'b1; else if(en && SCLK2X) CS_N <= SCLK_GEN_CNT[5]; else CS_N <= CS_N;一次转换结束的标志，即 SCLK_GEN_CNT[5] && SCLK2X，并产生一个高脉冲的转换完成标志信号 Set_Done。 assign Set_Done = SCLK_GEN_CNT[5] && SCLK2X;仿真及板级测试 这里仿真文件需输出几次并行数据，观测串行数据输出 DIN 的状态即可判断是否能驱动正常。这里输出四次数据分别为 C_AAAh、4_555h、1_555h、F_555h。部分代码如下，只写出了前两个数据，后面两个可直接复制修改即可。 initial begin Rst_n = 0; Start = 0; DAC_DATA = 0; #201; Rst_n = 1; #200; DAC_DATA = 16'hC_AAA; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'h4_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); $stop; end开始仿真后，可看出人为控制 DAC_DATA 数据输入状态正常。 图片 放大第一个数据传输过程，可以看出正常 1100_1010_1010_1010b，计数器计数到'd32 符合设计要求，且每个传输过程中 CS_N 为低。传输完成后产生一个时钟周期的 Set_Done 标志信号。 图片 为了再次验证 TLV5618 驱动模块设计的正确性，使用 ISSP 在线调试工具。创建一个 ISSPIP 核，主要配置如图 24.7 所示。 图片 加入工程后新建顶层文件 DAC_test.v，并对 ISSP 以及设计好的 TLV5618 进行例化. 在接口时序介绍中指出，TLV5618 有三种更新输出电压方式，下面分别测试这三种电压更新方式。上电复位后两通道输出电压初始值均为 0V。 1．单独测试 A 通道，依次输入 CFFFh、C7FFh、C1FFh，理论输出电压值应为 4.096、2.048、0.512。可在通道 A 测量输出电压依次为 4.10、2.05、0.51，此时通道 B 电压一直保持 0，电压输出在误差允许范围内。 2．单独测试 B 通道，依次输入 4FFFh、47FFh、4000h，可在通道 B 测量输出电压依次为4.10、2.05、0。此时通道 A 电压一直保持 0.51，电压输出在误差允许范围内。 3．测量 AB 两通道同时更新，首先输入 1FFF 将数据写入通道 B 寄存器，再写入 8FFF 到通道 A 寄存器。这样可以测量出写完后会两个通道输出电压会同时变为 4.10。 通过以上三组测试数据的，可以发现 DAC 芯片输出电压数据更新正常。 这样就完成了一个 DAC 模块的设计与仿真验证，基于本讲以及 14 讲即可实现信号发 生器，详细内容可以参考第五篇中的进阶课程 DDS2。 设计工程 图片 我们考虑用FPGA设计一个DAC驱动，通过CS、sclk、din三根信号线与DAC芯片连接，设计输入端口Data[15:0]。同时为了便于与其他模块共同协作，我们加上了使能端口en和转换完成标志位Conv_done，这是FPGA设计时必须考虑的一点，对于复杂的驱动模块，这两个信号是不可或缺的。 软件部分 //驱动部分 module tlv5618( Clk, Rst_n, DAC_DATA, //并行数据输入端 Start,//开始标志位 Set_Done,//完成标志位 DAC_CS_N,//片选 DAC_DIN,//串行数据送给ADC芯片 DAC_SCLK,//工作时钟SCLK DAC_State//工作状态 ); parameter fCLK=50;//50MHZ时钟参数 parameter DIV_PARAM=2;//分频参数 input Clk; input Rst_n; input[15:0] DAC_DATA; input Start; output reg Set_Done; output reg DAC_CS_N; output reg DAC_DIN; output reg DAC_SCLK; output DAC_State; assign DAC_State=DAC_CS_N;//工作状态标志与片选信号相同 reg [15:0] r_DAC_DATA;//DAC数据寄存器 reg[3:0] DIV_CNT;//分频计数器 reg SCLK2X;//2倍SCLK的采样时钟 reg[5:0] SCLK_GEN_CNT;//SCLK生成暨序列机计数器 reg en; wire trans_done;//转化序列完成标志信号 always @(posedge Clk or negedge Rst_n) begin if(!Rst_n) en<=1'b0; else if(Start) en<=1'b1; else if(trans_done) en<=1'b0;//转换完成后将使能关闭 else if(treans_done) en<=1'b0;//转换完成后将使能关闭 else en<en; end //分频计数器 always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) DIV_CNT<=4'd0; else if(en)begin if(DIV_CNT==(DIV_PARAM-1'b1))//前面设置了分频系数为2，这里计数器能够容纳2拍时钟脉冲 DIV_CNT<=4'b0; else DIV_CNT<=DIV_CNT+1'b1; end else DIV_CNT<=4'd0; end //二分频 always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) SCLK2X<=1'b0; else if(en && (DIV_CNT==(DIV_PARAM-1'b1))) SCLK2X<=1'b1; else SCLK2X<=1'b0; end //生成序列计数器，对SCLK脉冲进行计数 always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) SCLK_GEN_CNT<=6'd0; else if(SCLK2X && en)begin//在高脉冲期间，累计拍数 if(SCLK_GEN_CNT==6'd33) SCLK_GEN_CNT<=6'd0; else SCLK_GEN_CNT<=SCLK_GEN_CNT+1'd1; end else SCLK_GEN_CNT<=SCLK_GEN_CNT; end always@(posedge Clk or negedge Rst_n)begin if(!Rst_n) r_DAC_DATA<=16'd0; else if(Start) //收到开始发送命令时候，寄存DAC_DATA值 r_DAC_DATA<=DAC_DATA; else r_DAC_DATA<=r_DAC_DATA; end //依次将数据移出到DAC芯片 always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n)begin DAC_DIN<=1'b1; DAC_SCLK<=1'b0; DAC_CS_N<=1'b1; end else if(!Set_Done && SCLK2X)begin case(SCLK_GEN_CNT) 0: begin //高脉冲期间内，计数为0时了，打开片选使能，给予时钟上升沿，将最高位数据送给DAC芯片 DAC_CS_N <= 1'b0; DAC_DIN <= r_DAC_DATA[15]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 1,3,5,7,9,11,13,15,17,19,21,23,25,27,29,31: begin DAC_SCLK <= 1'b0; //时钟低电平 end 2: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[14]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 4: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[13]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 6: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[12]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 8: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[11]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 10: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[10]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 12: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[9]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 14: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[8]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 16: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[7]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 18: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[6]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 20: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[5]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 22: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[4]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 24: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[3]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 26: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[2]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 28: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[1]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 30: begin DAC_DIN <= r_DAC_DATA[0]; DAC_SCLK <= 1'b1; end 32: DAC_SCLK <= 1'b1; //时钟拉高 33: DAC_CS_N <= 1'b1; //关闭片选 default:; endcase end assign trans_done = (SCLK_GEN_CNT == 33) && SCLK2X; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Set_Done <= 1'b0; else if(trans_done) Set_Done <= 1'b1; else Set_Done <= 1'b0; endmodule//顶层模块 module DAC_test( Clk,//模块时钟50M Rst_n,//模块复位 DAC_CS_N, //TLV5618的CS_N接口 DAC_DIN, //TLV5618的DIN接口 DAC_SCLK //TLV5618的SCLK接口 ); input Clk; input Rst_n; output DAC_CS_N; output DAC_DIN; output DAC_SCLK; reg Start; reg [15:0]r_DAC_DATA; wire DAC_State; wire [15:0]DAC_DATA; wire Set_Done; tlv5618 tlv5618( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .DAC_DATA(DAC_DATA), .Start(Start), .Set_Done(Set_Done), .DAC_CS_N(DAC_CS_N), .DAC_DIN(DAC_DIN), .DAC_SCLK(DAC_SCLK), .DAC_State(DAC_State) ); always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) r_DAC_DATA <= 16'd0; else if(DAC_State) r_DAC_DATA <= DAC_DATA; always@(posedge Clk or negedge Rst_n) if(!Rst_n) Start <= 1'd0; else if(r_DAC_DATA != DAC_DATA) Start <= 1'b1; else Start <= 1'd0; endmodule`timescale 1ns/1ns module tlv5618_tb(); reg Clk; reg Rst_n; reg [15:0]DAC_DATA; reg Start; wire Set_Done; wire DAC_CS_N; wire DAC_DIN; wire DAC_SCLK; tlv5618 tlv5618( .Clk(Clk), .Rst_n(Rst_n), .DAC_DATA(DAC_DATA), .Start(Start), .Set_Done(Set_Done), .DAC_CS_N(DAC_CS_N), .DAC_DIN(DAC_DIN), .DAC_SCLK(DAC_SCLK), .DAC_State() ); initial Clk = 1; always#10 Clk = ~Clk; initial begin Rst_n = 0; Start = 0; DAC_DATA = 0; #201; Rst_n = 1; #200; DAC_DATA = 16'hC_AAA; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'h4_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'h1_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; DAC_DATA = 16'hf_555; Start = 1; #20; Start = 0; #200; wait(Set_Done); #20000; $stop; end endmodule仿真 图片
FPGA&ASIC
# ASIC/FPGA
# 小实验
刘航宇
4年前
0
1,413
1
2022-10-11
读懂史密斯圆图
史密斯圆图能干啥用？ 史密斯圆图，就是做高频电路之间的阻抗匹配用的。所谓阻抗是电路对电的阻碍能力，它是个矢量，也就是说阻抗值是个复数。这里面既包括实部电阻成分一即与电力 "顶牛儿”的那部分阻力;也包括虚部电抗成分一就是把电力拉偏的那部分阻力。两者加一块,就叫阻抗。阻抗匹配，是电路之间连接的一-个基本要求，简单讲就是输入阻抗和输出阻抗大致相当，方向相反。如果阻抗不匹配呢?轻者电路工作效率低，重者.工作异常或直接烧毁。具体到高频电路来说，这些危害不仅都有，而且比数字电路、低频模拟电路上的危害要严重得多。那高频电路的阻抗匹配是啥标准呢?就是让输入端电阻和输出端电阻是纯阻性,而且最好等于509或752 。那原来阻抗不匹配，现在咋弄它就匹配了呢?就是在两个电路之间，接上电容、电感、传输线,微带线、变压器之类的东西。把阻抗值矫正到阻抗相等面来。史密斯圆图的主要用途，一是计算接到电路里的那些电容器、电感器的参数值的。二是用来显示某一电路的频率一阻抗特性的。 史密斯圆图怎么用? 史密斯圆图，它相当于一个地图，它上面每一个点， 都代表一个复数形式的阻抗值，而其圆心叫做匹配点，它代表了实部50om,虚部0om的理想阻抗，那就是我们要到达的地方。做阻抗匹配，就是规划一条从阻抗点走到匹配点的线路。然后呢?然后就是利用这些点位之间的差值做计算了。这个事儿我就不讲了。因为过去用纸本史密斯圆图才需要自己算，现在有很多专用软件能替我们做，不仅能算刚才我提到的那个匹配元件的电容量、电感量,还能算出谐振电路的Q值，驻波比，衰减量等等,这就用不着咱们算了，诸位知道这些概念是啥意思，就行了!至于具体怎么用史密斯圆图软件?怎么看这些数据?怎么评价匹配的效果?别着急，我们后边再聊。 史密斯圆图第二节史密斯圆图该咋看? 简言之,是看一线、两弧和两圆。 我们说过，史密斯圆图上的每个点，都有实部值和虚部值，那么图上的线,其实也只有两种，一是等实部线，二是等虚部线。读史密斯圆图，就是先沿等虚部线,找到实部值，再沿着等实部线找到虚部值。那么一线和两弧，都是等虚部线;两圆，是等实部线!接下来我们就从一线讲起，说说史密斯圆图的刻度划分刻度值 线一一根特殊的等虚部线 图片 史密斯圆图被一条名为电阻线的蓝色横线分成 上下两个半区，上半部分叫电感区， 那里所有点的虛部值都为正;下半部分叫电容区，那里所有点的虚部值都为负。而电阻线本身的虚部阻抗值不正不负，他上面每一个点的阻抗值均为0欧。所以电阻线是一根特殊的虚部线，它是我们查找实部值的一把尺子。 电阻线上有三个点，最左侧的叫短路点，他表示实部值0欧姆,虚部值也为0欧姆的情况;最右侧的叫断路点，他表示实部值无穷大，虚部值也为0欧姆的情况;而中间点,也就是圆心那是匹配点，那里的阻值是“标准阻值”，一般情况下他是50欧姆。“三点” 是史密斯圆图的基点，也是我们校正天线分析仪的起点，一定记住。 归一化处理 但是请注意!虽然电阻线是一把测量实部阻值的尺子，但是这把尺子上标的不一定是实部阻值。纸本的史密斯圆图标注的是阻抗值/标准阻值的比值，这叫归-化处理，这个值叫归-化阻抗值。下图中的小红字标的是阻抗值，而大红字标的是归一化阻抗值9。咱们先说图.上的大红字，那就是归一化之后的阻抗值。如果我们是在纸本史密斯圆图上标图，那第一步应该把阻抗值转换成归一化阻抗值。 图片 以标准阻抗50欧姆为例。我们要找100欧姆的实部值，就去电阻线上找归一化阻抗值为100欧姆/50欧姆=2的点，而图上显示"0.2" 归一化阻抗值的地方，其实际阻抗值就是0.2*50欧姆= 10欧姆,而匹配点的归一化阻抗值永远为1,这是归一化阻抗标注法的一个识别标志。为什么要用归一化阻抗值标注刻度呢?因为很多时候，我们不是要把电路匹配到50欧姆上,而是要匹配到75欧姆或者300欧姆等阻抗上。 请看下图，这是75欧姆标准电阻时，史密斯原图上的情况，其中电阻线下方写的红字是阻抗值。电阻线上方的写的红字是归一化阻抗值。 图片 第二套刻度一一导纳值和归一化导纳值 等电阻线是一把度量实部值的尺子，它有阻抗值和归一化阻抗值和两种标注方法,其实在电脑版史密斯圆图的等电阻线上，还有一套刻度。就是用大绿字标注的归一化导纳值和用小绿字标注的导纳值。 有人想问导纳值是啥?导是电阻值的倒数,纳是电抗值的倒数，导纳加一块就是导纳值，它是阻抗值的倒数，导纳值的单位是西门子，写作“S"，1S等于= 1000mS。给导纳值做归一化，也就是 将导纳值除以0.02S标准导纳值(0.02S, 其实就是1/50欧姆)。这两种标法的值，是等价的。 图片 例如，电阻线上25Ω那个点，它的导纳值为1/25Ω=0.04S，它的归一化导纳值就是0.04S/0.02S为=2。 导纳值既然和阻抗值完全等价，用法也一样，那我们要这个玩意做啥呢?简单讲，我们在标注初始阻抗点时，要根据红色的阻抗值坐标系做，而在做阻抗匹配时，则要用到绿色的导纳值坐标系。 两圆两弧---等实部圆和等虚部弧 图片 两圆---两种等实部线 讲特殊的电阻线--也就是0欧姆等虚部线之后，我们看看与电阻线相切的那些圆形。这些圆圈都是等实部线，那上面每一条线的实部值都相等。其中红色的圆圈都叫阻抗圆，而绿色的圆圈都叫导纳圆，我们在电阻线.上找到实部阻抗值或者实部导纳值之后，就要沿着阻抗圆或者电纳圆去找虚部 值。其中电阻线以上的点是正值，代表阻抗点的虚部值呈现感性，电阻线以下的点是负值，代表阻 抗点的虚部值呈现容性。 和看电阻线的规矩一-样,我们在标注初始阻抗值时只看红色的。 两弧---两种等虚部线 那么虚部值到那去查?从断路点发出，向史密斯圆图边界放射的红线叫等电抗弧;而从短路点发出，向史密斯圆图边界反射的绿线都叫等电纳弧9。这些都是等虚部线，我们找到实部值后，就是沿着实部线9到找到特定值的等虚部线,那虚部线的值标哪儿了呢，在史密斯圆图的外边界上。和刚才-个规矩，我们标初始阻抗值时是根据红色数字做的。总结一下，到底怎么读图? 总结一下，到底怎么读图? 第一步,用阻抗值除以标准电阻，得到归一化实部阻抗值和归一化虚部阻抗值。 第二步，在等电阻线上,找到归一化实部阻抗值对应的阻抗圆。 第三步，沿着阻抗圆，向上或向下旋转，找与归一化虚部阻抗值对应的等电抗弧。 第四步,做个记号，就算OK。 举个栗子~! 1002-j50Ω滴点在哪儿? 第一步，计算归一化实部阻抗值为100Ω/50Ω=2;归一化虚部阻抗值为-50Ω/50Ω=-1。 第二步,在等电阻线上,找到归一化阻抗值为2的阻抗圆。 第三步，沿着归一化阻抗值为2的阻抗圆下旋，转到-1 那个电抗弧上。 第四步，做个记号!我标的是X。 图片 那如果图.上标的是阻抗值呢? 如果是在电脑上识图，图上直接标注的阻抗值，那就更方便了，实部阻抗值标在阻抗圆上，虚部阻抗值写在电抗弧末端。我们标图的时候，不用换算，先根据实部阻抗值找到对应的阻抗圆，再沿着阻抗圆去查对应虚部阻抗值的电抗弧，然后做个记号，就OK啦~ 例如: 我要查100Ω+j50Ω的点，先找到100Ω阻抗圆，然后沿着它的轨迹上旋，到达虚部值为502的地方，然后做个标记，就是Y点。 归一化导纳值呢? 简单讲，导纳值坐标系和阻抗值的查法、标注方法完全一样。 第一步，用导纳值除以标准导纳值，得到归一化导纳值, 第二步，在等电阻线上,找到归一化实部导纳值对应的那个导纳圆。 第三步，沿着导纳圆向上或向下旋转，找与归一化虚部导纳值对应的等电纳弧。 第四步，做个记号，就算OK。 再举个栗子 0.04S+j0.02S的点在哪儿? 第一步，计算归一化实部导纳值为0.04S/0.02S=2;归一化虚部导纳值为0.02S/0.02S=1. 第二步，在等电阻线上,找到归一化导纳值为2的导纳圆。 第三步，沿着归一化导纳值为2的导纳圆上旋，转到导纳值为1的那个电纳弧上。 第四步，做个记号!即Z。 那如果图上标的是导纳值呢? 那也简单，先根据实部导纳值找到对应的导纳圆，再沿着导纳圆去查对应虚部导纳值的电纳弧，然后做个记号，就OK啦~. 例如: 我要查0.04S-j0.02S的点，先找到0.04S导纳圆，然后沿着它的轨迹下旋，到达虚部值为-0.02S的地方，然后做个标记，那就是S点。 好了~!关于怎么查史密斯圆图的事儿，我讲完了，接下来请大家做点练习，看看是否理解了。下一次我们学习如何用史密斯圆图做阻抗匹配。 读图练习 第一题，1点的阻抗值为50Ω+j50N,请问1点在图上什么位置? 第二题，2点的归一化阻抗值为0.5+j0.5，请问2点在图.上什么位置? 第三题，3点导纳值为0.04S-j0.02S,请问3点在图上什么位置? 第四题，4点归一化导纳值为0.5-j0.2,请问4点在图上什么位置? 请把上图打印出来，试着标一下，然后再看文末那个答案。 答案 图片 史密斯圆图第三节怎么用史密斯圆图软件做阻抗匹配 史密斯圆图软件做阻抗匹配有六句口诀:先设参数，后选起点，下容上感，左并右串，顺着圆走,往圆心转。 smithV3.1软件的界面，然后按着口诀顺序，一点点说。然后举个设计例子，最后讲讲注意事项。 软件界面简介 打开SmithV3.1,首先看到左侧-一个有个史密斯圆图，那是我们的操作区域。这里我要着重强调一下，电脑软件上标的都是实际阻抗值，而不是归一化阻抗值，所以我们做阻抗匹配的时候不用换算数据了，但是要在匹配之前设置好频率值和标准电阻值，否则做出来的数据会和现实完全对不上的。 图片 右侧有几个重要窗口，最顶上的是Schematic窗口，当我们在左侧史密斯圆图上用鼠标做匹配的时候,这个窗口里会显示相应的电路图，比如我图.上画的这个匹配路径对应到电路上,就是先双联13.9p电容，再并联23.4nH电感。 图片 下方这个Cursor窗口也很重要哦。它里面标注的是光标所在点的具体参数,这其中最重要的当然是VSWR驻波比、和Z阻抗值, Zo标准电阻值， Freq频率值。 这其中后两项参数是需要我们在做匹配之前要手工输入的。 先设参数，再选起点， 先设参数:就是要设置工作频率和标准阻抗这两个值。 再选起点:就是要把阻抗点的具体位置设到史密斯圆图.上。 我们点击图片 这个图标，然后在 图片 这个页面的左下角General这输入标准阻抗值50Ω，在datapoint那儿输入工作频率，默认设置是500MHz。 图片 然后我们点击 图片 按钮，软件都会弹出这个窗口。 图片 我们在这选中impedance (Ω)， 并在下面两个空里填写阻抗点的实部阻抗值和虚部阻抗值，这就样就设好起点了. 然后呢?然后就该我们添加元件了。 下容上感，左并右串 我们点击工具栏的这个部分，就可以在阻抗点上连接电容或电感了。 图片 怎么接线呢？这有两句口诀：下容上感，左并右串。那我们参照下图看一看。 图片 ”下容上感”，是说史密斯圆图的电阻线上方是电感区，下方是电容区，因此呢，我们要往下移动阻抗点，就得接电容;要往上移动阻抗点，就得接电感。那具体是串电容还是并电容,又或者是串电感还是并电感呢?我们来看下一-句左并右串。 “左并右串”，是说如果我们要沿着左侧这组蓝色的导纳圆移动阻抗点，就点击“并联元件”，也就是点工具栏上这两个按钮 图片 ；如果我们要沿着右侧这组红色的阻抗圆移动阻抗点，就点击“串联元件”，就点工具栏上的这两个按钮 图片 顺着圆走，往圆心转 那我们究竟怎么走到标准阻抗点呢?那第五句和第六句说的问题。 所谓“顺着圆走”，是说顺着右侧的50阻抗圆或顺着左侧那个20mS导纳圆走，为什么呢?因为这两个圆都与匹配点相切，所以无论我们走什么路径去匹配点，都得经过其中-一个圆，而“往圆心转”是说我们无论沿着.上面哪条弧线旋转，最终都是往史密斯圆图的中心旋转。等我们把阻抗点挪到自己认为合适的位置后，右侧Schemat窗口里也就画出来了我们的阻抗匹配电路。 一个栗子 某功率放大器的要放大100M信号，其输入阻抗值为252+j352,而信号源阻抗为50Q,现在要在 两者之间接一个匹配电路,为此我要如此操作。 先设参数:我们点击 图片 这个图标，然后在 图片 这个页面的左下角General这输入标准阻抗值50Ω，在Datapoint那儿输入工作频率100MHz。然后点ok按钮。 图片 再选起点：我们点击 图片 按钮，软件都会弹出这个窗口 图片 我们在这选中impedance,然后在下面的两个空里填入实部值25欧姆、虚部值+35欧姆,点ok就行了。这时候我们发现，史密斯圆图上会出现一个方形坐标点DP1. 图片 下容上感，左并右串。顺着圆走,往圆心转那接下来，我们就要通过连接元件，改变阻抗点的阻抗了。由于DP1位于史密斯圆图的电感区，所以我们要让他往下转，那旋转是有很多路径，我们先说最简单的，从DP1直接转到20mS导纳圆上,在顺着20mS导纳圆上继续下旋到圆心。当然这是我们的设想，实际不一定能实现，我们就先以此为目标，试试看吧。 那由于我是要向下移动阻抗点，也就是向电容区移动阻抗点，所以我要连接电容。由于我是沿着右侧的25欧姆阻抗线向下移动，左并右串，所以我应该选串联电容,也就是点 图片 我们点了串联电容按钮之后，会发现光标不能自由移动了，它只能是沿着红色的25欧姆阻抗圆移动，这就是smithV3.1软件的便利之处,他能防止我们走错路。那我们按软件限定的路线,沿着25欧姆阻抗圆下旋，发现有两次机会转到20mS导纳线上,我选哪一次呢?我们设想中是选第一次机会，但是我看到右侧Schenatic窗口里，要添加的串联电容是155pf就改主意了，因为这是个非标容量，说白了我让谁买也买不来这型号的电容。于是我继续沿着25欧姆阻抗圆向下旋转，到第二个交汇点去碰碰运气。那我到达25欧姆阻抗线与20mS导纳线第二次相交的地方一看，发现右侧Schenatic窗口里显示的是串联的是26p电容，这个参数与27p极为接近，那这容量的电容有地方买，所以我就 在这儿点下鼠标左键，图片上就出现了DP2点。 那接下来，我是要由DP2沿着20mS导纳圆上旋对吧?因为下容上感，所以我们要接电感，因为左并右串，我们要沿着左侧圆走，所以要并联电感，那我们点 图片 和第一步一样,我们还是要沿着电脑规划的线路边走边看，走到圆心时，我们发现右侧Schemat窗口里，显示的电感值是80nH左右，这个电感没啥制作难度，所以我就再次点击鼠标左键，史密斯圆图中心附近就会多出来一个DP3。 也就是路径4这个图。 图片 那我们到了这个DP3又意味着什么呢?我们别挪动光标，我们把鼠标停在DP3上，把视线挪到Cursor这个小窗上，在这我们会看到Q值0.005， VSWR1.03等参数。显然，VSWR约等于1,是个 很好的结果，实际小信号的SWR匹配到1 .5就以很好了。而大功率的通讯设备，需要尽量往小了做，做到1.2以下。 两个问题 首先，我们还可以有别的匹配路径么?当然可以，条条大路通罗马。 刚才我们走的路径是先串后并，用了一一个电容一个电感，走20mS导纳圆到的中点，也就是图上的路径1。那如果我们改走右边的509阻抗圆行么?行啊，完全可以。我们可以先并联16pf电容,再串联51pf电容。这就是路径2。 那还有别的路可走么?有啊，比如我们可以选用阻抗匹配变压器，也就是先串联47pf电容，下旋到电阻线，再使用1:1 .4的阻抗变压器，沿着等Q值弧线(也就是从短路点、断路点之间的蓝色弧线,参见文末的图例)向右移动到圆心，这就是路径39。 那还有别的么?有啊，我们还可以接电阻，走等虚部弧。比如我们可以走路径4，即先串联电阻，从DP1进到右边50Q阻抗圆.上,然后再串电容沿着50Q阻抗圆继续下旋，这也是可以的。只不过要注意两个问题，第- -点, 我们接电阻走等虚部线的时候，虽然匹配上了，但是会增加电路损耗的。第二点，由于现实中可没有合用的负阻元件卖，所以我们做匹配时绝不能沿着等虚部线退着走，也就是说不能接负阻器件，这- -点smith3.1软件考虑到了，他会限制我们那么做，但是其他软件或纸本的史密斯圆图就得注意这问题。 图片 其次，如果我们做匹配时转不到史密斯圆图的正中心(不太可能)，或者实际制作中对不到史密斯圆图中心(很常见)，那又 意味着什么? 请看下图，图上这些棕色圆圈是等VSWR圆,也就是等驻波比圆，这个驻波比圆的特点是越靠近圆心，驻波比越小，比如圆心那- -点是1.也就是说输入端送出进去多少信号，负载端就吸收多少信号，能量一点没糟践;驻波比1.5， 意味着有4%的功率撞到输出端又撞回输入端了。驻波比29,就意味着有11%的能量撞回去了。通常来说，小信号阻抗匹配电路对驻波比要求比较低，达到1.5就算良好匹配了。如果体积有限制，还可以进一步放宽一些。 但是如果是强信号，电台天线那种场合,SWR控制的就比较严格了，大功率电台,通信基站要控制在1.2以内。 图片
嵌入式＆系统
# 天线设计
# 电子线路
刘航宇
4年前
0
3,958
6
Verilog教程-CIC 滤波器设计
积分梳状滤波器（CIC，Cascaded Integrator Comb），一般用于数字下变频（DDC）和数字上变频（DUC）系统。CIC 滤波器结构简单，没有乘法器，只有加法器、积分器和寄存器，资源消耗少，运算速率高，可实现高速滤波，常用在输入采样率最高的第一级，在多速率信号处理系统中具有着广泛应用。 目录 DDC 原理 带通采样定理 DDC 频谱搬移 单级 CIC 滤波器 积分器 梳状器 抽取器 参数说明 多级 CIC 滤波器 CIC 滤波器设计 积分器设计 抽取器设计 梳状器设计 顶层例化 仿真结果 DDC 原理 DDC 工作原理 DDC 主要由本地振荡器（NCO） 、混频器、滤波器等组成，如下图所示。 图片 DDC 将中频信号与振荡器产生的载波信号进行混频，信号中心频率被搬移，再经过抽取滤波，恢复原始信号，实现了下变频功能。 中频数据采样时，需要很高的采样频率来确保 ADC（模数转换器）采集到信号的信噪比。经过数字下变频后，得到的基带信号采样频率仍然是 ADC 采样频率，所以数据率很高。此时基带信号的有效带宽往往已经远小于采样频率，所以利用抽取、滤波进行数据速率的转换，使采样率降低，避免资源的浪费和设计的困难，就成为 DDC 不可缺少的一部分。 而采用 CIC 滤波器进行数据处理，是 DDC 抽取滤波部分最常用的方法。 带通采样定理 在 DDC 系统中，输入的中频载波信号会根据载波频率进行频移，得到一个带通信号。如果此时仍然采用奈奎斯特采样定理，即采样频率为带通信号最高频率的两倍，那么此时所需的采样频率将会很高，设计会变的复杂。此时可按照带通采样定理来确定抽样频率。 带通采样定理：一个频带限制在$\left(f_{L}, f_{H}\right)$的连续带通信号，带宽为$\mathrm{B}=f_{H}-f_{L}$。令$0 \leq m \leq N-1$，其中 N 为不大于$f_{H} / B$的最大正整数，如果采样频率满足条件：$\frac{2 f_{H}}{m+1} \leq F_{S} \leq \frac{2 f_{L}}{m}$，$0 \leq m \leq N-1$ 则该信号完全可以由其采样值无失真的重建。 当 m=1 时，带通采样定理便是奈奎斯特采样定理。 带通采样定理的另一种描述方式为：若信号最高频率为信号带宽的整数倍，采样频率只需大于信号带宽的两倍即可，此时不会发生频谱混叠。 所以，可以认为采样频率的一半是 CIC 滤波器的截止频率。 DDC 频谱搬移 例如一个带宽信号中心频率为 60MHz，带宽为 8MHz, 则频率范围为 56MHz ~ 64MHz，m 的可取值范围为 0 ~ 7。取 m=1, 则采样频率范围为 64MHz ~ 112MHz。 取采样频率为 80MHz，设 NCO 中心频率为 20 MHz，下面讨论复信号频谱搬移示意图。 （1）考虑频谱的对称性，输入复信号的频谱示意图如下： 图片 （2）80MHz 采样频率采样后，56~64MHz 的频带被搬移到了 -24~ -16MHz 与 136 ~ 144MHz（高于采样频率被滤除）的频带处，-64~ -56MHz 的频带被搬移到 -144~ -136MHz（高于采样频率被滤除）与 16~24MHz 的频带处。 采样后频带分布如下： 图片 （3）信号经过 20MHz NCO 的正交电路后， -24~ -16MHz 的频带被搬移到 -4~4MHz 与 -44~ -36MHz 的频带处，16~24MHz 的频带被搬移到 -4~4MHz 与 36~44MHz 的频带处，如下所示。 图片 （4）此时中频输入的信号已经被搬移到零中频基带处。 -44~ -36MHz 和 36~44MHz 的带宽信号是不需要的，可以滤除；-4~4MHz 的零中频信号数据速率仍然是 80MHz，可以进行抽取降低数据速率。而 CIC 滤波，就是要完成这个过程。 上述复习了很多数字信号处理的内容，权当抛 DDC 的砖，引 CIC 的玉。 CIC 滤波器原理 单级 CIC 滤波器 设滤波器抽取倍数为 D，则单级滤波器的冲激响应为： 图片 对其进行 z 变换，可得单级 CIC 滤波器的系统函数为： 图片 令 图片 可以看出，单级 CIC 滤波器包括两个基本组成部分：积分部分和梳状部分，结构图如下： 图片 积分器 积分器是一个单级点的 IIR（Infinite Impulse Response，无限长脉冲冲激响应）滤波器，且反馈系数为 1，其状态方程和系统函数分别为： 图片 图片 梳状器 梳状器是一个 FIR 滤波器，其状态方程和系统函数分别为： 图片 图片 抽取器 在积分器之后，还有一个抽取器，抽取倍数与梳状器的延时参数是一致的。利用 z 变换的性质进行恒等变换，将抽取器移动到积分器与梳状器之间，可得到单级 CIC 滤波器结构，如下所示。 图片 参数说明 CIC 滤波器结构变换之前的参数 D 可以理解为梳状滤波器的延时或阶数；变换之后，D 的含义 变为抽取倍数，而此时梳状滤波器的延时为 1，即阶数为 1。 很多学者会引入一个变量 M，表示梳状器每一级的延时，此时梳妆部分的延时就不为 1 了。那么梳状器的系统函数就变为： 图片 其实把 DM 整体理解为单级滤波器延时，或者抽取倍数，也都是可以的。可能实现的方式或结构不同，但是最后的结果都是一样的。本次设计中，单级滤波器延时都为 M=1，即抽取倍数与滤波延时相同。 多级 CIC 滤波器 单级 CIC 滤波器的阻带衰减较差，为了提高滤波效果，抽取滤波时往往会采用多级 CIC 滤波器级联的结构。 实现多级直接级联的 CIC 滤波器在设计和资源上并不是最优的方式，需要对其结构进行调整。如下所示，将积分器和梳状滤波器分别移至一组，并将抽取器移到梳状滤波器之前。先抽取再进行滤波，可以减少数据处理的长度，节约硬件资源。 图片 当然，级联数越大，旁瓣抑制越好，但是通带内的平坦度也会变差。所以级联数不宜过多，一般最多 5 级。 CIC 滤波器设计 设计说明 CIC 滤波器本质上就是一个简单的低通滤波器，截止频率为采样频率除以抽取倍数后的一半。输入数据信号仍然是 7.5MHz 和 250KHz，采样频率 50MHz。抽取倍数设置为 5，则截止频率为 5MHz，小于 7.5MHz，可以滤除 7.5MHz 的频率成分。设计参数如下： 输入频率： 7.5MHz 和 250KHz 采样频率： 50MHz 阻带： 5MHz 阶数： 1（M=1） 级数： 3（N=3） 关于积分时中间数据信号的位宽，很多地方给出了不同的计算方式，计算结果也大相径庭。这里总结一下使用最多的计算方式： 图片 其中，D 为抽取倍数，M 为滤波器阶数，N 为滤波器级数。抽取倍数为 5，滤波器阶数为 1，滤波器级联数为 3，取输入信号数据位宽为 12bit，对数部分向上取整，则积分后数据不溢出的中间信号位宽为 21bit。 为了更加宽裕的设计，滤波器阶数如果理解为未变换结构前的多级 CIC 滤波器直接型结构，则滤波器阶数可以认为是 5，此时中间信号最大位宽为 27bit。 积分器设计 根据输入数据的有效信号的控制，积分器做一个简单的累加即可，注意数据位宽。 //3 stages integrator module integrator #(parameter NIN = 12, parameter NOUT = 21) ( input clk , input rstn , input en , input [NIN-1:0] din , output valid , output [NOUT-1:0] dout) ; reg [NOUT-1:0] int_d0 ; reg [NOUT-1:0] int_d1 ; reg [NOUT-1:0] int_d2 ; wire [NOUT-1:0] sxtx = {{(NOUT-NIN){1'b0}}, din} ; //data input enable delay reg [2:0] en_r ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin en_r <= 'b0 ; end else begin en_r <= {en_r[1:0], en}; end end //integrator //stage1 always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin int_d0 <= 'b0 ; end else if (en) begin int_d0 <= int_d0 + sxtx ; end end //stage2 always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin int_d1 <= 'b0 ; end else if (en_r[0]) begin int_d1 <= int_d1 + int_d0 ; end end //stage3 always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin int_d2 <= 'b0 ; end else if (en_r[1]) begin int_d2 <= int_d2 + int_d1 ; end end assign dout = int_d2 ; assign valid = en_r[2]; endmodule抽取器设计 抽取器设计时，对积分器输出的数据进行计数，然后间隔 5 个数据进行抽取即可。 module decimation #(parameter NDEC = 21) ( input clk, input rstn, input en, input [NDEC-1:0] din, output valid, output [NDEC-1:0] dout); reg valid_r ; reg [2:0] cnt ; reg [NDEC-1:0] dout_r ; //counter always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin cnt <= 3'b0; end else if (en) begin if (cnt==4) begin cnt <= 'b0 ; end else begin cnt <= cnt + 1'b1 ; end end end //data, valid always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin valid_r <= 1'b0 ; dout_r <= 'b0 ; end else if (en) begin if (cnt==4) begin valid_r <= 1'b1 ; dout_r <= din; end else begin valid_r <= 1'b0 ; end end end assign dout = dout_r ; assign valid = valid_r ; endmodule梳状器设计 梳状滤波器就是简单的一阶 FIR 滤波器，每一级的 FIR 滤波器对数据进行一个时钟延时，然后做相减即可。因为系数为 ±1，所以不需要乘法器。 module comb #(parameter NIN = 21, parameter NOUT = 17) ( input clk, input rstn, input en, input [NIN-1:0] din, input valid, output [NOUT-1:0] dout); //en delay reg [5:0] en_r ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin en_r <= 'b0 ; end else if (en) begin en_r <= {en_r[5:0], en} ; end end reg [NOUT-1:0] d1, d1_d, d2, d2_d, d3, d3_d ; //stage 1, as fir filter, shift and add(sub), //no need for multiplier always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) d1 <= 'b0 ; else if (en) d1 <= din ; end always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) d1_d <= 'b0 ; else if (en) d1_d <= d1 ; end wire [NOUT-1:0] s1_out = d1 - d1_d ; //stage 2 always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) d2 <= 'b0 ; else if (en) d2 <= s1_out ; end always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) d2_d <= 'b0 ; else if (en) d2_d <= d2 ; end wire [NOUT-1:0] s2_out = d2 - d2_d ; //stage 3 always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) d3 <= 'b0 ; else if (en) d3 <= s2_out ; end always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) d3_d <= 'b0 ; else if (en) d3_d <= d3 ; end wire [NOUT-1:0] s3_out = d3 - d3_d ; //tap the output data for better display reg [NOUT-1:0] dout_r ; reg valid_r ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin dout_r <= 'b0 ; valid_r <= 'b0 ; end else if (en) begin dout_r <= s3_out ; valid_r <= 1'b1 ; end else begin valid_r <= 1'b0 ; end end assign dout = dout_r ; assign valid = valid_r ; endmodule顶层例化 按信号的流向将积分器、抽取器、梳状器分别例化，即可组成最后的 CIC 滤波器模块。 梳状滤波器的最终输出位宽一般会比输入信号小一些，这里取 17bit。当然输出位宽完全可以与输入数据的位宽一致。 module cic #(parameter NIN = 12, parameter NMAX = 21, parameter NOUT = 17) ( input clk, input rstn, input en, input [NIN-1:0] din, input valid, output [NOUT-1:0] dout); wire [NMAX-1:0] itg_out ; wire [NMAX-1:0] dec_out ; wire [1:0] en_r ; integrator #(.NIN(NIN), .NOUT(NMAX)) u_integrator ( .clk (clk), .rstn (rstn), .en (en), .din (din), .valid (en_r[0]), .dout (itg_out)); decimation #(.NDEC(NMAX)) u_decimator ( .clk (clk), .rstn (rstn), .en (en_r[0]), .din (itg_out), .dout (dec_out), .valid (en_r[1])); comb #(.NIN(NMAX), .NOUT(NOUT)) u_comb ( .clk (clk), .rstn (rstn), .en (en_r[1]), .din (dec_out), .valid (valid), .dout (dout)); endmoduletestbench testbench 编写如下，主要功能就是不间断连续的输入 250KHz 与 7.5MHz 的正弦波混合信号数据。输入的混合信号数据也可由 matlab 生成，具体过程参考《并行 FIR 滤波器设计》一节。 module test ; parameter NIN = 12 ; parameter NMAX = 21 ; parameter NOUT = NMAX ; reg clk ; reg rstn ; reg en ; reg [NIN-1:0] din ; wire valid ; wire [NOUT-1:0] dout ; //===================================== // 50MHz clk generating localparam T50M_HALF = 10000; initial begin clk = 1'b0 ; forever begin # T50M_HALF clk = ~clk ; end end //============================ // reset and finish initial begin rstn = 1'b0 ; # 30 ; rstn = 1'b1 ; # (T50M_HALF * 2 * 2000) ; $finish ; end //======================================= // read cos data into register parameter SIN_DATA_NUM = 200 ; reg [NIN-1:0] stimulus [0: SIN_DATA_NUM-1] ; integer i ; initial begin $readmemh("../tb/cosx0p25m7p5m12bit.txt", stimulus) ; i = 0 ; en = 0 ; din = 0 ; # 200 ; forever begin @(negedge clk) begin en = 1 ; din = stimulus[i] ; if (i == SIN_DATA_NUM-1) begin i = 0 ; end else begin i = i + 1 ; end end end end cic #(.NIN(NIN), .NMAX(NMAX), .NOUT(NOUT)) u_cic ( .clk (clk), .rstn (rstn), .en (en), .din (din), .valid (valid), .dout (dout)); endmodule // test仿真结果 由下图仿真结果可知，经过 CIC 滤波器后的信号只有一种低频率信号（250KHz），高频信号（7.5MHz）被滤除了。 但是波形不是非常完美，这与设计的截止频率、数据不是持续输出等有一定关系。 此时发现，积分器输出的数据信号也非常的不规则，这与其位宽有关系。 图片 为了更好的观察积分器输出的数据，将其位宽由 21bit 改为 34bit，仿真结果如下。 此时发现，CIC 滤波器的数据输出并没有实质性的变化，但是积分器输出的数据信号呈现锯齿状，也称之为梳状。这也是梳状滤波器名字的由来。 图片
FPGA&ASIC
刘航宇
4年前
0
1,407
2
2022-08-13
Verilog 实现并行 FIR 滤波器设计
FIR（Finite Impulse Response）滤波器是一种有限长单位冲激响应滤波器，又称为非递归型滤波器。 FIR 滤波器具有严格的线性相频特性，同时其单位响应是有限长的，因而是稳定的系统，在数字通信、图像处理等领域都有着广泛的应用。 目录 FIR 滤波器原理 并行 FIR 滤波器设计 并行设计 仿真结果 附录：matlab 使用 生成输入的混合信号 FIR 滤波器原理 FIR 滤波器是有限长单位冲击响应滤波器。直接型结构如下： 图片 FIR 滤波器本质上就是输入信号与单位冲击响应函数的卷积，表达式如下： 图片 FIR 滤波器有如下几个特性： (1) 响应是有限长序列。 (2) 系统函数在 |z| > 0 处收敛，极点全部在 z=0 处，属于因果系统。 (3) 结构上是非递归的，没有输出到输入的反馈。 (4) 输入信号相位响应是线性的，因为响应函数 h(n) 系数是对称的。 (5) 输入信号的各频率之间，相对相位差也是固定不变的。 (6) 时域卷积等于频域相乘，因此该卷积相当于筛选频谱中各频率分量的增益倍数。某些频率分量保留，某些频率分量衰减，从而实现滤波的效果。 并行 FIR 滤波器设计 设计说明 输入频率为 7.5 MHz 和 250 KHz 的正弦波混合信号，经过 FIR 滤波器后，高频信号 7.5MHz 被滤除，只保留 250KHz 的信号。设计参数如下： 输入频率： 7.5MHz 和 250KHz 采样频率： 50MHz 阻带： 1MHz ~ 6MHz 阶数： 15（N-1=15） 由 FIR 滤波器结构可知，阶数为 15 时，FIR 的实现需要 16 个乘法器，15 个加法器和 15 组延时寄存器。为了稳定第一拍的数据，可以再多用一组延时寄存器，即共用 16 组延时寄存器。由于 FIR 滤波器系数的对称性，乘法器可以少用一半，即共使用 8 个乘法器。 并行设计，就是在一个时钟周期内对 16 个延时数据同时进行乘法、加法运算，然后在时钟驱动下输出滤波值。这种方法的优点是滤波延时短，但是对时序要求比较高。 并行设计 设计中使用到的乘法器模块代码，可参考流水线式设计的乘法器。 为方便快速仿真，也可以直接使用乘号 * 完成乘法运算，设计中加入宏定义 SAFE_DESIGN 来选择使用哪种乘法器。 FIR 滤波器系数可由 matlab 生成，具体见附录。 /*********************************************************** >> V201001 : Fs：50Mhz, fstop：1Mhz-6Mhz, order： 15 ************************************************************/ `define SAFE_DESIGN module fir_guide ( input rstn, //复位，低有效 input clk, //工作频率，即采样频率 input en, //输入数据有效信号 input [11:0] xin, //输入混合频率的信号数据 output valid, //输出数据有效信号 output [28:0] yout //输出数据，低频信号，即250KHz ); //data en delay reg [3:0] en_r ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin en_r[3:0] <= 'b0 ; end else begin en_r[3:0] <= {en_r[2:0], en} ; end end //(1) 16 组移位寄存器 reg [11:0] xin_reg[15:0]; reg [3:0] i, j ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin for (i=0; i<15; i=i+1) begin xin_reg[i] <= 12'b0; end end else if (en) begin xin_reg[0] <= xin ; for (j=0; j<15; j=j+1) begin xin_reg[j+1] <= xin_reg[j] ; //周期性移位操作 end end end //Only 8 multipliers needed because of the symmetry of FIR filter coefficient //(2) 系数对称，16个移位寄存器数据进行首位相加 reg [12:0] add_reg[7:0]; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin for (i=0; i<8; i=i+1) begin add_reg[i] <= 13'd0 ; end end else if (en_r[0]) begin for (i=0; i<8; i=i+1) begin add_reg[i] <= xin_reg[i] + xin_reg[15-i] ; end end end //(3) 8个乘法器 // 滤波器系数，已经过一定倍数的放大 wire [11:0] coe[7:0] ; assign coe[0] = 12'd11 ; assign coe[1] = 12'd31 ; assign coe[2] = 12'd63 ; assign coe[3] = 12'd104 ; assign coe[4] = 12'd152 ; assign coe[5] = 12'd198 ; assign coe[6] = 12'd235 ; assign coe[7] = 12'd255 ; reg [24:0] mout[7:0]; `ifdef SAFE_DESIGN //流水线式乘法器 wire [7:0] valid_mult ; genvar k ; generate for (k=0; k<8; k=k+1) begin mult_man #(13, 12) u_mult_paral ( .clk (clk), .rstn (rstn), .data_rdy (en_r[1]), .mult1 (add_reg[k]), .mult2 (coe[k]), .res_rdy (valid_mult[k]), //所有输出使能完全一致 .res (mout[k]) ); end endgenerate wire valid_mult7 = valid_mult[7] ; `else //如果对时序要求不高，可以直接用乘号 always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin for (i=0 ; i<8; i=i+1) begin mout[i] <= 25'b0 ; end end else if (en_r[1]) begin for (i=0 ; i<8; i=i+1) begin mout[i] <= coe[i] * add_reg[i] ; end end end wire valid_mult7 = en_r[2]; `endif //(4) 积分累加，8组25bit数据 -> 1组 29bit 数据 //数据有效延时 reg [3:0] valid_mult_r ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin valid_mult_r[3:0] <= 'b0 ; end else begin valid_mult_r[3:0] <= {valid_mult_r[2:0], valid_mult7} ; end end `ifdef SAFE_DESIGN //加法运算时，分多个周期进行流水，优化时序 reg [28:0] sum1 ; reg [28:0] sum2 ; reg [28:0] yout_t ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin sum1 <= 29'd0 ; sum2 <= 29'd0 ; yout_t <= 29'd0 ; end else if(valid_mult7) begin sum1 <= mout[0] + mout[1] + mout[2] + mout[3] ; sum2 <= mout[4] + mout[5] + mout[6] + mout[7] ; yout_t <= sum1 + sum2 ; end end `else //一步计算累加结果，但是实际中时序非常危险 reg signed [28:0] sum ; reg signed [28:0] yout_t ; always @(posedge clk or negedge rstn) begin if (!rstn) begin sum <= 29'd0 ; yout_t <= 29'd0 ; end else if (valid_mult7) begin sum <= mout[0] + mout[1] + mout[2] + mout[3] + mout[4] + mout[5] + mout[6] + mout[7]; yout_t <= sum ; end end `endif assign yout = yout_t ; assign valid = valid_mult_r[0]; endmoduletestbench testbench 编写如下，主要功能就是不间断连续的输入 250KHz 与 7.5MHz 的正弦波混合信号数据。输入的混合信号数据也可由 matlab 生成，具体见附录。 `timescale 1ps/1ps module test ; //input reg clk ; reg rst_n ; reg en ; reg [11:0] xin ; //output wire valid ; wire [28:0] yout ; parameter SIMU_CYCLE = 64'd2000 ; //50MHz 采样频率 parameter SIN_DATA_NUM = 200 ; //仿真周期 //===================================== // 50MHz clk generating localparam TCLK_HALF = 10_000; initial begin clk = 1'b0 ; forever begin # TCLK_HALF ; clk = ~clk ; end end //============================ // reset and finish initial begin rst_n = 1'b0 ; # 30 rst_n = 1'b1 ; # (TCLK_HALF * 2 * SIMU_CYCLE) ; $finish ; end //======================================= // read signal data into register reg [11:0] stimulus [0: SIN_DATA_NUM-1] ; integer i ; initial begin $readmemh("../tb/cosx0p25m7p5m12bit.txt", stimulus) ; i = 0 ; en = 0 ; xin = 0 ; # 200 ; forever begin @(negedge clk) begin en = 1'b1 ; xin = stimulus[i] ; if (i == SIN_DATA_NUM-1) begin //周期送入数据控制 i = 0 ; end else begin i = i + 1 ; end end end end fir_guide u_fir_paral ( .xin (xin), .clk (clk), .en (en), .rstn (rst_n), .valid (valid), .yout (yout)); endmodule仿真结果 由下图仿真结果可知，经过 FIR 滤波器后的信号只有一种低频率信号（250KHz），高频信号（7.5MHz）被滤除了。而且输出波形是连续的，能够持续输出。 但是，如红圈所示，波形起始部分呈不规则状态，对此进行放大。 图片 波形起始端放大后如下图所示，可见不规则波形的时间段，即两根竖线之间的时间间隔是 16 个时钟周期。 因为数据是串行输入，设计中使用了 16 组延时寄存器，所以滤波后的第一个正常点应该较第一个滤波数据输出时刻延迟 16 个时钟周期。即数据输出有效信号 valid 应该再延迟 16 个时钟周期，则会使输出波形更加完美。 图片 附录：matlab 使用 生成 FIR 滤波器系数 打开 matlab，在命令窗口输入命令： fdatool。 然后会打开如下窗口，按照 FIR 滤波器参数进行设置。 这里选择的 FIR 实现方法是最小二乘法（Least-squares），不同的实现方式滤波效果也不同。 图片 点击 File -> Export 将滤波器参数输出，存到变量 coef 中，如下图所示。 图片 此时 coef 变量应该是浮点型数据。对其进行一定倍数的相乘扩大，然后取其近似的定点型数据作为设计中的 FIR 滤波器参数。这里取扩大倍数为 2048，结果如下所示。 图片 生成输入的混合信号 利用 matlab 生成混合的输入信号参考代码如下。 信号为无符号定点型数据，位宽宽度为 12bit，存于文件 cosx0p25m7p5m12bit.txt。 clear all;close all;clc; %======================================================= % generating a cos wave data with txt hex format %======================================================= fc = 0.25e6 ; % 中心频率 fn = 7.5e6 ; % 杂波频率 Fs = 50e6 ; % 采样频率 T = 1/fc ; % 信号周期 Num = Fs * T ; % 周期内信号采样点数 t = (0:Num-1)/Fs ; % 离散时间 cosx = cos(2*pi*fc*t) ; % 中心频率正弦信号 cosn = cos(2*pi*fn*t) ; % 杂波信号 cosy = mapminmax(cosx + cosn) ; %幅值扩展到（-1,1） 之间 cosy_dig = floor((2^11-1) * cosy + 2^11) ; %幅值扩展到 0~4095 fid = fopen('cosx0p25m7p5m12bit.txt', 'wt') ; %写数据文件 fprintf(fid, '%x\n', cosy_dig) ; fclose(fid) ; %时域波形 figure(1); subplot(121);plot(t,cosx);hold on ; plot(t,cosn) ; subplot(122);plot(t,cosy_dig) ; %频域波形 fft_cosy = fftshift(fft(cosy, Num)) ; f_axis = (-Num/2 : Num/2 - 1) * (Fs/Num) ; figure(5) ; plot(f_axis, abs(fft_cosy)) ;
FPGA&ASIC
刘航宇
4年前
0
587
2
【Verilog】卡诺图到电路Karnaugh Map to Circuit
目录 问题描述一问题解答 问题描述二问题解答 问题描述三问题解答 问题描述一 具有四个输入 (a,b,c,d) 的单输出数字系统在输入出现 2、7 或 15 时产生逻辑 1，当输入出现 0、1、4、5、6、9、10、13或14 时产生逻辑 0 。数字 3、8、11 和 12 的输入条件从未出现在此系统中。例如，7 对应于分别设置a,b,c,d为0、1、1、1。确定最小SOP形式的输出out_sop，以及最小POS形式的输出out_pos。 问题解答 （1）根据题意可以画出如下卡诺图： 图片 （2）随后进行卡诺图的化简： 最小SOP：采用圈1法，如图中蓝色和绿色实线所示，合并标1的最小项，即。 最小POS：采用圈0法，如图中红、黄、深蓝色虚线所示，合并标0的最小项，得到$L=c d+\bar{a} \bar{b} c$ 通过将该逻辑表达式进行化简，可以得到。$L=c \cdot(\bar{b}+\bar{c}+d) \cdot(\bar{a}+\bar{c}+d)$ 得到该卡诺图的逻辑表达式后，便可以开始编写verilog代码。 module top_module ( input a, input b, input c, input d, output out_sop, output out_pos ); assign out_sop = (c&d)|(~a&~b&c); //sop assign out_pos = c&(~b|~c|d)&(~a|~c|d); //pos endmodule问题描述二 得出下面卡诺图中显示的函数 f。 图片 问题解答 采用圈0法，如下图所示。 图片 合并标0的最小项，得到$\bar{L}=\overline{x_{1}} \overline{x_{3}}+\overline{x_{3}} \overline{x_{4}}+x_{1} \overline{x_{2}}+x_{1} x_{3}$将该表达式化简，可以得到：$L=\left(x_{1}+x_{3}\right) \cdot\left(x_{3}+x_{4}\right) \cdot\left(\bar{X}_ {1}+x_{2}\right) \cdot\left(\bar{X}_{1}+\bar{X}_{3}\right)$得到该卡诺图的逻辑表达式后，便可以开始编写verilog代码。 module top_module ( input [4:1] x, output f ); assign f = (x[1]|x[3])&(x[3]|x[4])&(~x[1]|x[2])&(~x[1]|~x[3]); endmodule问题描述三 得出下面卡诺图中显示的函数 f。（原试题要求简化 SOP 和 POS 形式的函数。） 图片 问题解答 最小SOP：采用圈1法，如下图所示。 图片 合并标1的最小项，得到$L=\overline{x_{2}} \overline{x_{4}}+\bar{X}_ {1} x_{3}+x_{2} x_{3} x_{4}$ 最小POS：采用圈0法，如下图所示。 图片 合并标0的最小项，得到$\bar{L}=\overline{x_{3}} \overline{x_{4}}+x_{2} \overline{x_{3}}+x_{1} x_{2} \overline{x_{4}}+x_{1} \overline{x_{2}} x_{4}$，通过化简该逻辑表达式，可以得到：$L=\left(x_{3}+\overline{x_{4}}\right) \cdot\left(\overline{x_{2}}+x_{3}\right) \cdot\left(\overline{x_{1}}+\overline{x_{2}}+x_{4}\right) \cdot\left(\overline{x_{1}}+x_{2}+\overline{x_{4}}\right)$得到该卡诺图的逻辑表达式后，便可以开始编写verilog代码。 module top_module ( input [4:1] x, output f ); //assign f = (~x[2]&~x[4])|(~x[1]&x[3])|(x[2]&x[3]&x[4]); //sop assign f = (x[3]|~x[4])&(~x[2]|x[3])&(~x[1]|~x[2]|x[4])&(~x[1]|x[2]|~x[4]); //pos endmodule
FPGA&ASIC
刘航宇
4年前
0
854
1
上一页
1
2
3
4
...
7
下一页
