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天线设计
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天线设计
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HFSS软件笔记
目录 一、HFSS中的边界条件（Boundaries） 二、HFSS中的激励方式（Excitation） 三、求解类型和求解设置 四、HFSS中的变量和Optimetrics模块的使用 五、HFSS的数据后处理 六、天线问题的数据后处理 # HFSS软件学习笔记 一、HFSS中的边界条件（Boundaries） 边界条件定义了求解区域的边界以及不同物体交界处的电磁场特性，是求解麦克斯韦方程的基础。 只有在假定场矢量是单值、有界、并且沿空间连续分布的前提下，微分形式的麦克斯韦方程组才是有效的；而在求解区域的边界、不同介质的交界处和场源处，场矢量是不连续的，那么场的导数也就失去了意义。边界条件就是定义跨越不连续边界处的电磁场的特性，因此，正确地理解、定义并设置边界条件，是正确使用HFSS仿真分析电磁场场特性的前提。 边界条件的类型： 理想导体边界（Perfect E） 电场矢量垂直于物体表面，有两种边界被自动设为理想导体边界条件： 1、任何与背景相关联的物体表面将被自动定义为理想导体边界，并命名为outer边界 2、材料设为PEC（理想电导体）的物体表面被自动定义为理想导体边界，并命名为smental 理想磁边界/自然边界（Perfect H） 电场矢量与物体表面相切，磁场矢量与物体表面垂直。 自然边界（Natural）：当理想导体边界和理想磁边界出现交叠时，理想磁边界也称为自然边界 注意：在理想导体边界上叠加理想磁边界将去掉理想导体边界的特性，相当于在理想导体表面开个口，允许电场穿过。 有限导体边界（Finite Conductivity） 有耗导体/非理性导体边界条件，电场垂直于物体表面，在电磁波的传播方向上电场会愈来愈小 用户需要设置的参数：导电率和导磁率 注意：当物体的材料设置为非理想导体（如铜、铝等金属材料）时，其表面自动定义为有限导体边界条件。 辐射边界（Radiation） 用于模拟开放的自由空间，模拟波辐射到空间的无限远处的情况，常用于天线问题的分析。当结构中包含辐射边界条件时，HFSS会自动计算结构的远区场。（使用Perfect H边界条件模拟开放空间时，不会计算远区场） 辐射边界条件是自由空间的近似，这种近似的准确程度取决于波的传播方向与辐射边界之间的角度，以及辐射源与边界之间的距离。辐射边界在各个方向上距离辐射体一般不小于1/4个波长。 对称边界（Symmetry） 模拟理想电壁或理想磁壁对称面，应用对称边界可以构造结构时仅构造一部分，减小结构的尺寸和设计的复杂性，缩短计算时间。 定义对称平面时，需要遵循以下原则： 1、对称平面必须暴露在背景中 2、对称面必须定义在平面表面上，不能定义在曲面上 3、在一个问题上最多只能定义三个正交对称面 决定对称面的类型： 1、如果电场垂直于对称面且对称，使用理想电壁对称面 2、如果磁场垂直于对称面且对称，使用理想磁壁对称面 此外使用对称边界条件需要设置阻抗乘法器： 1、理想电壁对称面将结构分为两部分时，只有一半的电压值和一半的能量被计算，由Zpu=U*U/P计算出的阻抗也只有真实值的一半，所以需要定义2倍的阻抗乘法器。 2、理想磁壁对称面将结构分为两部分时，只有一半的能量被计算，而电压保持不变，由Zpu=U*U/P计算出的阻抗是真实值的2倍，所以需要定义0.5倍的阻抗乘法器。图片 图片 在这里插入图片描述 阻抗边界（Impedance） 用于模拟已知阻抗的边界表面，如薄膜电阻表面；表面的阻抗Zs=Rs+jXs。 阻抗的计算： number of "Square"=Length
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/Width Impedance per Square=Desired Lumped Impedance/number of square 集总RLC边界（Lumped RLC） 类似于阻抗边界条件，利用用户提供的R、L、C值计算出对应的阻抗值 与阻抗边界不同的是，集总RLC边界不需要提供以Ohms/Square为单位的电阻和电抗，而是要给出R、L和C的真实值；之后HFSS就能确定任意频率下集总RLC边界以Ohms/Square为单位的阻抗。 分层阻抗边界条件（Layered Impedance） 分层阻抗边界条件是用多层结构将物体表面模拟为一个阻抗表面，其效果与阻抗边界条件相同； 与阻抗边界条件不同的是，对于分层阻抗边界条件，HFSS是根据输入的分层结构数据和表面粗糙度来计算表面电阻和表面电抗的。 分层边界条件不支持快速扫频。 无限地平面（Infinite Ground Plane） 在设置理想导体边界、有限导体边界或阻抗边界时有"Infinite Ground Plane"复选框。 将有限大的边界表面模拟成无限大地平面的作用，设置无限大平面边界后，在后处理中会影响近区、远区辐射场的计算。 定义无限大平面时，需要满足以下条件： 1、必须暴露在背景上 2、必须定义在平面上、 3、无限大平面和对称面的总数不超过3个 4、所有无限大地平面和对称面必须相互垂直 主从边界（Master and slave） 简称为关联边界条件LBC，主要用于模拟平面周期性结构表面，例如阵列天线。 包括主边界条件（Master）和从边界条件（Slave），总是成对出现，且主边界表面和从边界表面的形状、大小和方向完全相同，主边界表面和从边界表面上的电场存在一定的相位差，该相位差就是周期性结构相邻单元之间存在的相位差。 定义主从边界表面时，用户需要正确设置U、V坐标系，保证主从边界表面大小和方向完全一致。 理想匹配层（PML） 理想匹配层，是能够完全吸收入射电磁波的假想各项异性材料边界。理想匹配层有两种典型的应用：一是用于外场问题中的自由空间截断，二是用于导波问题中的吸收负载。 对于导波的吸收负载，理想匹配层模拟导波结构均匀地延申到无穷远处。 对于自由空间截断地情况，理想匹配层地作用类似于辐射边界条件，PML表面能够完全吸收入射过来地电磁波。和辐射边界条件相比，理想匹配层因为能够完全吸收入射的电磁波，零反射，因此计算结果更精确；同时理想匹配层表面可以距离辐射体更近（差不过十分之一个波长即可），不需要像辐射边界表面一般需要距离辐射体大约四分之一个波长。二、HFSS中的激励方式（Excitation） HFSS中，激励是一种定义在三维物体表面或者二维物体上的激励源，这种激励源可以是电磁波激励、电压源或者电流源，激励端口是一种允许能量进入或流出几何结构的特殊边界条件类型。 激励类型： 波端口（Wave Port） 默认情况下，所有三维物体和背景之间的接触面都是理想导体边界，没有能量可以进出；波端口设置在背景上，用作模型的激励源并提供一个能量进入/流出的窗口。波端口一般设置在背景平面上，不允许端口平面弯曲。 波端口模式（modes）：对于给定横截面的波导或传输线，特定频率下有一系列的解满足相应的边界条件和麦克斯韦方程组，每个解都称之为一种模式，或者说一种波形。通常，模式是根据电场和磁场沿导波系统传输方向上有无分量这一情况来命名的，假设导波系统沿z轴放置，上述分量是指z向的电场分量Ez和磁场分量Hz。 对于Ez=0、Hz=0一类的模，称之为横电磁模，即TEM模； 对于Ez=0、Hz不为0一类模，称之为横电模，即TE模； 对于Ez不为0、Hz=0一类的模，称之为横磁模，即TM模。 端口校准：波端口必须被校准以确保一致的结果；校准的目的有两个，确定场的方向、设置电压的积分路径。 端口平移（Deembed）：是指平移端口的位置，查看其对计算结果的影响；选中使用端口平移功能，只影响数据后处理，HFSS不会重新进行仿真计算。HFSS端口平移中正数表示参考平面向模型内部移动，负数则是向外延申。 终端线（Terminal）：对于终端驱动的求解类型，终端的S参数反映的是波端口节点电压和电流的线性叠加，通过波端口处的节点电流和电压可以计算出端口的阻抗和S参数矩阵。 集总端口（Lumped Por） 集总端口激励和波端口激励是HFSS中最常用的两种激励方式。 集总端口激励类似于传统的波端口，与波端口不同的是集总端口可以设置在物体模型内部，且用户需要设定端口阻抗；集总端口直接在端口处计算S参数，设定的端口阻抗即为集总端口上S参数的参考阻抗；另外集总端口不计算端口处的传播常数，因此集总端口无法进行端口平移操作。 集总端口激励的尺寸大小要比波端口小 Floquet端口（Floquet Port） 与波端口的求解方式类似，Floquet端口求解的反射和传输系数能够以S参数的形式显示。使用Floquet端口激励并结合周期性边界，能够像传统波导端口激励一样轻松的分析周期型结构的电磁特性，从而避免了场求解器复杂的后处理过程。 入射波（Incident Wave） 是用户设置的朝某一特定方向传播的电磁波，其等相位面与传播方向垂直；入射波照射到器件表面和器件表面的夹角称为入射角。入射波激励常用于雷达反射截面（RCS）问题的计算。 需要设置的参数有：波的传播方向（Poynting Vector）、电场的强度和方向。 电压源激励（Voltage） 电压源激励定义在两层导体之间的平面上，用理想电压源来表示该平面上的电场激励。 电压源激励时需要设置的参数有：电压的幅度、相位和电场的方向。 注意：电压源激励所在的平面必须远小于工作波长，且平面上的电场是恒定电场；电压源激励是理想的源，没有内阻，因此后处理时不会输出S参数。 电流源激励（Current） 电流源激励定义于导体表面或者导体表面的缝隙上，用理想电流源来表示该平面上激励。 电流源激励需要设定的参数有：导体表面缝隙的电流幅度、相位和方向。 注意：电流源激励所在的平面/缝隙必须小于工作波长，且平面/缝隙上的电流是恒定的；电流源激励是理想的源，没有内阻，因此后处理时不会输出S参数。 磁偏置激励（Magnetic Bias） 创建一个铁氧体材料时，必须通过设置磁偏置激励来定义网格的内部偏置场；该偏置场使得铁氧体中的磁性偶极子规则排列，产生一个非零的磁矩。 如果应用的偏置场时均匀的，张量坐标系可以通过旋转全局坐标系来设置 如果应用的偏置场时非均匀的，不允许旋转全局坐标来设置张量坐标系三、求解类型和求解设置 1、HFSS中有三种求解类型：模式驱动求解（Driven Model）、终端驱动求解（Driven Terminal）和本征模求解（Eigenmode） 模式驱动求解类型：以模式为基础计算S参数，根据导波内各模式场的入射功率和反射功率来计算S参数矩阵的解。 终端驱动求解类型：以终端为基础计算导体传输线端口的S参数；此时，根据传输线终端的电压和电流来计算S参数矩阵的解。 本征模式求解类型：本征模式求解器主要用于谐振问题的设计与分析，可以用于计算谐振结构的谐振频率和谐振频率处对应的场，也可以用于计算谐振腔体的无载Q值。 应用本征模式求解时注意： 不需要设置激励方式 不能定义辐射边界条件 不能进行扫频分析 不能包含铁氧体材料 只有场解结果，没有S参数求解结果2、自适应网格剖分：在分析对象内部搜索误差最大的区域并进行网格的细化，每次网格细化过程中网格增加百分比由用户事先设置，完成一次细化过程后，重新计算并搜索误差最大的区域，然后判断误差是否满足设置的收敛条件。如果满足收敛条件，则完成网格剖分；如果不满足收敛条件，继续下一次网格细化过程，直到满足收敛条件或者达到设置的最大迭代次数为止。 3、求解频率（网格自适应剖分频率）的选择 HFSS计算时自适应网格剖分是在用户设定的单一频点上进行的，网格剖分完成后，同一个求解设置项下其他频点的求解都是基于前面设定频点上所完成的网格划分。自适应频率设置越高，网格剖分就越细，网格个数就越多，计算结果也相应地更加准确，但同时计算过程中所占用地计算机内存也就越高，计算所花费地时间也越长。 下面给出几个常用问题类别的自适应频率的选择： 点频或窄带问题：对于点频或者窄带问题，自适应网格剖分直接选择工作频率。 宽带问题：对于宽带问题，应该选择最高频率作为自适应网格剖分频率。 滤波器问题：对于滤波器问题，由于阻带内电场只存在于断口处，所以自适应频率选择在通带内的高频段。 快速扫频问题：对于快速扫频问题，典型的做法就是选择中心频率作为自适应频率。 高速数字信号：对于高速数字信号完整性分析问题，需要借助转折频率（Knee Frequency）来决定自适应网格剖分频率 4、扫频分析 离散扫频（Discrete）：是在频带内的指定频点处计算S参数和场解。例如，指定频带范围为1~2GHz、步长为0.25GHz，则会计算在1GHz、1.25GHz、1.5GHz、1.75GHz、2GHz频点处的S参数和场解。默认情况下，使用离散扫频只保存最后计算频率点的场解。如果希望保存指定的所有频率点的场解，需要选中设置对话框中Save Fields复选框。 快速扫频（Fast）：采用ALPS算法，在很宽的频带范围内搜寻处传输函数的全部零、极点。快速扫频适用于谐振问题和高Q值问题的分析，可以得到场在谐振点附近行为的精确描述。使用快速扫频，一般选择频带中心频率作为自适应网格剖分频率进行网格剖分，计算出该频点的S参数和场分布，然后使用基于ALPS算法的求解器从中心频率处的S参数解和场解来外推整个频带范围的S参数和场解。使用快速扫频，计算时只会求解中心频点处的场解，但在数据后处理时整个扫频范围内的任意频点的场都可以显示。 插值扫频（Interpolating）：插值扫频使用二分法来计算整个频段内的S参数和场解。使用插值扫频，HFSS自适应选择场解的频率点，并计算相邻两个频点之间的解的误差，找出最大误差，当两点之间的最大误差达到指定的误差收敛标准或者达到了设定的最大频点数目后，扫描完成；其他频率点上的S参数和场解由内插给出。 四、HFSS中的变量和Optimetrics模块的使用 HFSS不仅能够提供常规的电磁分析，还能够提供优化分析、参数扫描分析、灵敏度分析和统计分析等功能。这些功能都集中在HFSS中的Optimetrics模块中。要使用Optimetrics模块的这些分析和设计功能。首先需要定义和添加相关变量。 1、HFSS中变量的定义和使用 （1）HFSS中有两种类型的变量：工程变量（Project Variables）和设计变量/本地变量（Local Variables） 工程变量和设计变量的区别： 工程变量前面有一个"$"前缀，以和本地变量区分 工程变量作用区间是整个Project，本地变量作用区间是所在的Design 物体模型尺寸、物体的材料属性（工程变量）等都可以使用变量来表示。 （2）变量的定义 变量名：可以由数字、字母或下划线组成。每个变量在定义时都必须赋一个初始值，变量值可以是数值、数学表达式或者数学函数，也可以是数组、矩阵或者行列式。 添加/删除变量：工程变量和设计变量操作不同 添加和删除工程变量：Project > Project Variables 或者 [Project Tree] Project > Project Variables 打开 Project Properties 对话框 添加和删除设计变量：HFSS > Design Properties 或者 [Project Tree] Design > Design Properties 打开 Design Properties 对话框 在设计过程中，也可以直接输入未定义的变量代替设计参数，输入未定义的变量后，HFSS会自动弹出添加变量的对话框 2、Optimetrics模块的功能介绍 Optimetrics是集成在HFSS中的优化设计模块，该模块通过自动分析设计参数的变化对求解结果的影响，HFSS中Optimetrics模块能够提供如下分析设计功能： 参数扫描分析（Parametric） 参数扫描分析功能可以用来分析物体的性能随着指定变量的变化而变化的关系，在优化设计之前一般使用参数扫描分析功能来确定被优化变量的合理变化区间 参数扫描分析步骤： 首先需要定义变量并添加求解设置项 HFSS > Optimetrices > Add Parametric...弹出 Setup Sweep Analysis 对话框，添加扫描变量 或选中Project Manager 中的 Optimetrics，单击右键 Add > Parametric，弹出 Setup Sweep Analysis 对话框，添加扫描变量 设置好扫面变量后，点击”Analyze“就可以进行参数扫描分析 查看分析结果 优化设计（Optimization） 优化设计是HFSS软件结合Optimetrics模块根据特定的优化算法在所有可能的设计变化中寻找出一个满足设计要求的值的过程 优化设计的过程： 首先需要明确设计要求或设计目标 然后用户根据设计要求创建初始结构模型（Nominal Design）、定义设计变量并构造目标函数 最后指定优化算法进行优化。 图片 图片 在这里插入图片描述 调谐分析（Tuning） 调谐分析功能是改变变量值的同时实时显示对求解结果的影响程度 HFSS中的调谐分析功能是用户在手动改变变量值得同时能实时显示求解结果 图片 图片 在这里插入图片描述 灵敏度分析（Sensitivity） 灵敏度定义为电磁特性/求解结果的变化与电路参数的变化的比值，使用HFSS进行电磁分析时S参数是很常用的一个分析结果。灵敏度分析功能是用来分析设计参数的微小变化对求解结果的影响程度 统计分析（Statistical） 统计分析功能是利用统计学的观点来研究设计参数容差对求解结果的影响，常用的方法是蒙特卡洛法 图片 图片 在这里插入图片描述 五、HFSS的数据后处理 使用HFSS进行电磁问题的求解分析过程中以及完成求解分析之后，利用数据后处理功能能够直观地给出问题地各种求解信息和求解结果。 1、求解信息数据（Solution Data） HFSS > Results > Solution Data 命令，或者右键单机工程树Results节点，从弹出菜单中选择Solution Data命令，可以打开求解信息对话框，显示各种求解信息。 2、Results数值结果 （1）显示方式 HFSS后处理模块能够以多种方式来显示分析数值结果，这些数值结果地显示方式包括：（右击Results > Create Model Solution Data Report） Rectangular Plot：直角坐标图形显示 Rectangular Stacked Plot Polar Plot：极坐标图像显示 Data Table：数据列表显示 Smith Chart： 史密斯圆图显示 3D Rectangular Plot：三维直角坐标 3D Polar Plot：三维球坐标图形显示 Radiation Pattern：辐射方向图 （2）参数类型 模式驱动求解： Output Variables：用户自定义的输出变量 S Parameter：散射参数 Y Parameter：导纳参数 Z Parameter：阻抗参数 VSWR：电压驻波比 Gamma：传播常数 Port Zo：端口特征阻抗 Active S Parameter Active Y Parameter Active Z Parameter Active VSWR 终端驱动求解： Output Variables：用户自定义的输出变量 S Parameter：散射参数 Y Parameter：导纳参数 Z Parameter：阻抗参数 VSWR：电压驻波比 Power：功率 Voltage Transform matrix：电压传输矩阵 Terminal Port Zo：端口特征阻抗 Active S Parameter Active Y Parameter Active Z Parameter Active VSWR （3）输出变量 右键单击工程树下的Result节点，从弹出菜单中选择Output Variables命令，便可打开输出变量的定义对话框 3、Field Overlays场分布图 在HFSS求解完成之后可以通过右击 Field Overlays 来查看电场、磁场、电流密度、坡印廷矢量等场分布图。 （1）电场E Mag_E：电场幅度瞬时值 ComplexMag_E：电场幅度有效值 Vector_E：电场矢量 （2）磁场H Mag_H：磁场幅度瞬时值 ComplexMag_H：磁场幅度有效值 Vector_H：磁场矢量 （3）电流密度J Mag_Jvol：体电流密度瞬时值 ComplexMag_Jvol：体电流密度有效值 Vector_Jvol：体电流密度矢量 Mag_Jsurf：面电流密度瞬时值 ComplexMag_Jsurf：面电流密度有效值 Vector_Jsurf：面电流密度矢量 （4）其他 Vector_RealPoynting：坡印廷矢量 Local\_SAR和Average\_SAR：局部SAR值和平均SAR值 六、天线问题的数据后处理 1、天线方向图 创建天线的方向图：Results > Create Model Solution Data Report > 3D Polar Plot 天线的辐射场在固定距离上随球坐标系的角坐标 θ 、φ 分布的图形被称为辐射方向图，简称方向图。方向图通常在远区场确定。用辐射场强表示的方向图称为场强方向图，用辐射功率密度表示的方向图称为功率方向图。 2、天线性能参数 右击Radiation，创建好查看天线性能参数：右击天线辐射方向图 > Compute Antenna Parameters Incident Power：输入功率 HFSS中输入功率是指定义的端口激励功率 Acceptable Power：净输入功率 净输入功率是指世纪流入天线端口的输入功率，如果分别使用 Pacc 和 Pinc 表示净输入功率和输入功率，对于只有一个传输模式的单端口天线，有： 图片 Radiated Power：辐射功率 辐射功率是指经由天线辐射到自由空间里的电磁能量，天线的辐射功率可以用坡印廷矢量的曲面积分来计算： 图片 Radiation Efficiency：辐射效率 辐射效率是辐射功率和净输入功率的比值 图片 Max U：最大辐射强度 辐射强度U是指每单位立体角内天线辐射出的功率，Max U是辐射强度的最大值 图片 η 自由空间中的波阻抗为 377Ω，r 为远区场点与天线之间的距离 Peak Directivity：方向性系数 天线的方向性系数是指在相同的辐射功率和相同的距离的情况下，天线在最大辐射方向上的辐射功率密度与无方向性天线在该方向上的辐射功率密度的比值图片 Peak Gain：天线增益 天线增益是指在相同的净输入功率和相同距离的情况下，天线在最大辐射方向上的辐射功率密度与无方向性天线在该方向上的辐射功率密度的比值图片 Peak Realized Gain：最大实际增益 天线的最大实际增益是指在相同的输入功率和相同距离的情况下，天线在最大辐射方向上的辐射功率密度与无方向性天线在该方向上的辐射功率密度的比值 Front to back Ration：前后向比 又称为轴比（Axis Ratio），指方向图中前后瓣的最大比值，代表天线的极化程度 3、天线阵的处理 由相同的天线单元构成的天线阵的方向图等于单个天线单元的方向图与阵因子的乘积。其中，阵因子取决于天线单元之间的振幅、相位差和相对位置，与天线的类型、尺寸无关。在HFSS中，可以定义天线阵元排列结构和激励方式，然后通过仿真分析分析单个天线单元的方向图等天线参数和阵因子来仿真分析整个天线阵列的方向图等天线参数。HFSS支持两种天线阵列类型：规则排列的均匀天线阵列（Regular Uniform Array）和用户自定义排列（Custom Array）。 其中用户自定义阵列：允许用户使用文本文件自定义阵因子信息，然后导入到HFSS软件中，HFSS计算得到阵因子。用户自定义阵列允许更大的灵活性，可以构造天线阵元在空间任意分布的天线阵列。
通信&信息处理
# 天线设计
刘航宇
2年前
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2023-03-08
天线设计2-电磁学基础与线形天线
第三章 辐射积分与辅助函数 求解辐射场的分析中，通常需要构造辅助函数来帮助求解。常见的辅助位函数为，磁矢量A-
也称为磁矢位
也称为磁矢位
也称为磁矢位
。 图片 远场辐射 很多天线的辐射场使用球面坐标来表示会较为方便，其一般形式是 图片 重要公式 图片 线形天线 Linear Wire Antenna 线形天线是最古老、最便宜、最简单、应用最广泛的天线。因此我们尝试从最小的天线结构和最简单的几何形状开始分析。我们以极小偶极子的辐射场特性为例，讲解辐射场的一般求解过程。 极小偶极子 Infinitesimal Dipole 极小偶极子对应于导线很短,很细，电流近似均匀分布的情况。 图片 图片 求解辐射场 图片 图片 这样我们就得到了极小偶极子的辐射电场和磁场。以上的分析在源以外的区域都是有效的。 功率密度和辐射电阻 利用前面计算的结果和坡印廷矢量的计算公式 图片 辐射场分布 前面所推导的极小偶极子的电磁场的分布 在源以外的区域都是适用的，但在不同的区域，场的一些特性可能有所区别。 近场 kr <<1 图片 中场 kr>1 图片 远场 kr>>1 在远场时，径向的电场几乎为0。能流密度垂直于径向，以辐射波为主。 从近场到远场的过渡动画： 动画 方向性 图片 一般远场辐射特性的求解过程 前面我们以极小偶极子为例，求解了极小偶极子的辐射特性。一般远场辐射特性的计算过程如下： 指定电流或者磁流密度 确定辅助场A 确定远场的E和H 计算
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辐射强度 计算辐射功率 计算极化 计算归一化的功率图 计算辐射电阻和输入电阻 图片 有限长度偶极子 极小偶极子是一种将电流分割成无数小电流源的近似，实际情况中，需要求解的往往是有限长度的偶极子。我们假设电流在导线上的分布是正弦形式的，电流密度可以写成： 图片 图片 图片 图片 辐射电阻 根据前面辐射功率和辐射电阻的关系，可以得到 图片 图片 辐射电抗 图片 输入电阻 输入端看到的电阻与天线的辐射电阻未必是相同的。因为导线上的电流分布发生了变化。 图片 半波偶极子 图片 辐射阻抗 辐射电阻： 图片 图片
通信&信息处理
# 天线设计
刘航宇
2年前
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天线设计-微带天线小型化技术
天线作为无线电通信的桥梁，是实现无线通信的关键。随着无线通信技术和电子技术的发展，日常生活中的无线电子产品变得越来越小，越来越薄，越来越轻，而功能变得越来越强大。天线的小型化跟不上电子设备小型化的步伐，经常成为无线电子产品体积缩小的瓶颈。理论上讲，天线的工作波长与天线尺寸成正比。换句话说，要想降低天线的工作频率就要增大天线的尺寸，这就使得天线的小型化成为了研究的难点，实现微带天线小型化设计的主要手段有: 1)提高介质基板的介电常数; 2)曲流技术; 3)短路加载技术; 4)附加有源网络; 5)应用用电磁带隙结构; 6)应用左手介质; 目录 1、提高介质基板的介电常数 曲流技术贴片表面开槽 接地板开槽 短路加载技术 附加有源网络 应用用电磁带隙结构 应用左手介质 1、提高介质基板的介电常数 图片 图片 曲流技术 我们知道增加天线的有效长度可以降低天线的谐振频率。曲流技术就是我们常说的表面开槽技术，它的实质就是增加了天线的有效长度，从而达到天线小型化的目的。 贴片表面开槽 图片 图
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为表面开槽后的辐射贴片电流路径分布。从图中我们可以看出辐射贴片的电流路径在开槽处发生弯曲，有效地延长了电流路径，相当于天线的有效长度变大了。从而在不改变天线几何尺寸的情况下，降低了天线的谐振频率。 微带天线的辐射贴片表面上，各个共振模式的电流分布均不相同。如果在相同的共振模式下开槽，就会改变原有的共振模式的电流路径，延长电流路径,使得天线的共振波长变大。所所开凹槽的长度会影响天线的谐振频率，凹槽越长则天线的谐振频率越低。不过，所开凹槽的宽度不宜过大，太大会降低天线的辐射性能。 跟采用高介质常数基底的方法一样，辐射贴片表面开槽也有其弊端。表面开槽后天线会.产生垂直于主激发面的额外电流，从而增加了天线的交叉极化，使得天线的辐射效率降低。除此之外，开槽后天线的相对辐射面积就减小了，从而影响到天线的增益。 接地板开槽 图片 图片 短路加载技术 基本的矩形微带天线的为工作波长的二分之一，基本谐振模式为TM。,其电流在两个开路端之间成驻波分布。所以在两个开路端之间有--条零电位线。如果我们在此零电位线处让其接地，将微带天线的另一半舍去，就可以在开路和短路之间形成驻波分布，而不改变天线的内部场分布。这样一来天线的尺寸就减小 了一半，实现了天线小型化的目的。短路加载微带天线的方法有很多，包括短路面加载，短路片加载和短路探针加载。短路加载的数量，每个短路加载的面积以及天线的高度决定了短路加载的效果。图
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分别给出了不同加载方式的示意图。 图片 图片 图
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是短路面加载的微带天线，它的尺寸缩小到了四分之一工作波长。所以此微带天线的尺寸比半波结构的微带天线尺寸减小了一-般。图
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所示的短路片加载微带天线和图
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所示的短路探针微带天线的结构比较相似，但实际上它们加载的结构带宽不一样。 附加有源网络 由于天线的辐射电阻会随着天线尺寸的减小而减小，所以天线尺寸的减小会降低天线的效率。除此之外，天线的带宽也常常因为天线尺寸的减小而降低。而天线性能的恶化会影响整个无线收发系统的性能，甚至使系统无法正常工作。 有源网络的放大作用和阻抗补偿技术可以用来弥补由天线尺寸减小而引起的天线性能下降的问题 有源天线具有以下优点: 1)频带宽; 2)高增益; 3)容易实现阻抗匹配;. 但是有源网络会影响天线的互易性。 应用用电磁带隙结构 电磁带隙结构
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是周期结构的统称，包括光子带隙
P
h
o
t
o
n
i
c
B
a
n
d
G
a
p
,
P
B
Photonic Band Gap, PB
P
h
o
t
o
ni
c
B
an
d
G
a
p
,
PB
、频率选择表面
F
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e
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c
y
S
e
l
e
c
t
S
u
r
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c
e
,
F
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Frequency Select Surface, FS
F
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q
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cy
S
e
l
ec
tS
u
r
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a
ce
,
FS
以 及光子晶体
p
h
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t
o
n
i
c
C
r
y
s
t
a
l
,
P
C
photonic Crystal,PC
p
h
o
t
o
ni
c
C
rys
t
a
l
,
PC
等周期结构。电磁波与周期结构互相作用的时候，会出现--些如频率禁带、通带以及频率间隙等特性。 电磁带隙结构是微带辐射贴片的下方及周围、天线的基片内钻出或刻蚀出一系列间隔非常近的小孔
≤
h
/
10
≤h/10
≤
h
/10
，通过改变孔间距和孔的大小来改变有效介电常数。EBG 是人造的周期性结构，在此种结构中，一-定范围内的电磁波无法传播。将电磁带隙结构附加在天线辐射贴片的背面，可以抑制天线的表面波，从而实现天线小型化的目的。 目前，比较常见的电磁带隙结构有: 1)基底打孔型; 2)高阻抗表面型; 3)地面腐蚀型; 4)夹层式结构; 5)共面紧凑型; 应用左手介质 图片 图片 图片 如图
3
−
5
3-5
3
−
5
所示，将左手介质和右手介质相叠加，当电磁波在当中传播时，由于介质两边相位相反，左手介质会对右手介质进行相位补偿，相位变化会完全抵消。这样，由辐射贴片、右手介质、左手介质以及接地板所组成的微带天线的谐振方程不再依赖于d,和d，而只取决于d2/d,.由于传统的谐振腔谐振至少需要半个波长，而这种结构就突破了这个限制，从而很好地降低了天线的高度，实现了微带天线小型化的目的。
通信&信息处理
# 天线设计
刘航宇
2年前
0
2,413
7
2023-03-03
天线设计1-基本参数
第一章 导言 天线类型 图片 辐射机理 电磁波是如何产生，并最终与天线“分离”而在自由空间中传播的呢？ 我们讨论以下几种辐射源的辐射原理。 单根导线 图片 图片 这一方程表示了电流和电荷之间的关系，也是电磁辐射的基本条件：要产生电磁辐射，需要有电流或电荷的加速
或减速
或减速
或减速
。 要产生电荷的加速或减速，需要导线弯曲、不连续、或者端接。就如同水流一样，当管道宽度变化，流速发生变化，在管道宽度变化的区域，就有水流的加速/减速。 为了定性的的了解辐射机理。考虑一个脉冲源连接到一个导线，导线与GND存在RC寄生参数，到导线通电时，导体中的电子被加速；在终端的电子被减速，即反射；从而在导线的两端和导线上产生辐射场。在这个过程中，电荷加速是外部源造成的，电场使电荷运动；电荷减速，则于是由于感应场有关的力造成的，例如导线两端的电荷积累。因此激励电场引起电荷加速，而导线阻抗不连续导致辐射的产生。 传输线 图片 考虑一个电压源连接到图1.11
a
a
a
所示的两根导线上。导线间的交变电压使得电荷加速或减速，交变电场感应出交变的磁场，反之亦然，因此，从天线端产生了电磁波，并传播到自由空间中。 结论：激发电场需要电荷，单维持电场不需要。（这就类似水波的产生） 偶极子 首先我们要接受电磁场传播的速度是有限的。两个偶极子在每T/2的时间内交换位置，每个T/2时间内，电场只能传播的距离。每次偶极子交换位置时，电场的极性发生了变化，因此传播的电场变成交变电场，产生交变磁场，从而形成了脱离源的电磁波。 图片 电流在细导线上的分布 讨论天线的辐射场时，需要知道电流的分布。 图片 图片 图片 图片 分析方法 在过去，分析复杂天线问题通常用积分方程方法、几何衍射理论来求解。此类方法用于线型天线较为方便。然而当辐射系统为多个波长时，低频的方法计算效率不高，最近广为关注和应用的GTD/UTD方法，它是几何光学的拓展，通过引入衍射机制，克服了几何光学的局限性。有限差分时域是另一种在散射方面受到广泛关注的方法，现已应用到天线辐射问题。有限元是一种在解决天线问题中获得巨大成功的方法。 遇到的挑战 目前仍有许多挑战和需要解决的问题，例如单片集成MIC技术和相控阵架构依然是最具挑战的问题。复杂问题的计算电磁学。创新的天线设计。多功能、多频带、超宽带、可重构天线等。 第二章 天线的基本参数和FOM 在描述天线性能前，需要定义一些参数，一些参数可能是相互关联的。书中的许多带引号的定义来源于 IEEE Standard Definitions of Terms for Antennas
I
E
E
E
S
t
d
145
−
1993.
R
e
a
f
f
i
r
m
e
d
2004
(
R
2004
)
IEEE Std 145-1993.Reaffirmed 2004(R2004)
I
EEESt
d
145
−
1993.
R
e
a
ff
i
r
m
e
d
2004
(
R
2004
)
Radiation Pattern 辐射图 在天线研究中，通常用球面坐标来表示电磁场会较为方便，因此首先介绍球面坐标系 图片 图片 图片 辐射波瓣（radiation lobe）：以辐射强度较弱的区域为边界，将辐射图分割成几个区域。 最大的辐射波瓣称为主瓣（major lobe），其他则为次瓣
m
i
n
o
r
l
o
b
e
minor lobe
min
or
l
o
b
e
。副瓣
s
i
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b
e
side lobe
s
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d
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l
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b
e
通常表示功率水平最高的次瓣。后瓣
b
a
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l
o
b
e
back lobe
ba
c
k
l
o
b
e
方向与主瓣方向相反的次瓣。 图片 图片 图片 各向同性、定向、全向天线 图片 其中全向天线是定向天线的特殊类型。 主平面 对于线性极化的天线，通常用其主要平面图来描述其性能，包括： 电场平面
E
−
p
l
a
n
e
E-plane
E
−
pl
an
e
：包含最大电场矢量与最大辐射方向的平面。 磁场平面
H
−
p
l
a
n
e
H-plane
H
−
pl
an
e
：包含最大磁场矢量与最大辐射方向的平面。 大多数天线的通常的做法是让至少一个电磁平面与几何平面重合。例如图2.5中，可以定义XOZ平面为电场的主平面，而XOY为磁场的主平面。 图片 图片 Field Regions 场区 天线周围空间可分成三个区域： 图片 图2.8显示了，从近场到远场时，场的形状随距离的典型变化趋势。在近场中，场更加分散，几乎均匀，只有很小的变化，随着距离到辐射近场区，图案变得圆滑，逐渐形成波瓣。在远场区，形成了类似花瓣的图案。 图片 弧度和球面度 图片 图片 波束宽度 HPBW Half power beam width 半波束宽度 FNBW First Null Beam width 第一组零点之间的宽度 方向性 定义：在给定方向上的辐射强度与各项同性源的辐射强度之比。 图片 波束立体角 波束立体角定义：假如辐射强度是恒定的，且等于最大值，流过某一个立体角的功率等于天线辐射功率，那么该立体角称为波束立体角。 图片 图片 图片 传导效率和介电效率通常很难计算，可以通过实验测量，但也很难区分出二者，因此把两项合并成传导-介电效率 极化 辐射波的极化定义为：沿着传播方向观察电场的矢量箭头，随时间变化，绘制的轨迹图。 极化可以分成线性、圆形和椭圆。如果电场的矢量始终沿着一条直线变化，则该电场称为线性极化；但一般而言，电场矢量箭头的路径通常是椭圆形，这称为椭圆极化。圆形和线性实际上是椭圆的特赦情况。 假如有一个沿着负z轴方向传播的平面波。其电场可以写成： 图片 图片 输入阻抗 图片 重要公式 图片
通信&信息处理
# 天线设计
刘航宇
2年前
0
1,120
1
基本微带贴片天线设计理论与尺寸算法
理论 图片 贴片形式 图片 馈电方式 图片 尺寸推导 图片 图片 尺寸算法 %微带天线尺寸算法 c=3e8; f=0.915e9 %频率915MHZ er=2.2;%板材介电常数 h=1.575e-3;%板材厚度 w=c/
2
∗
f
2*f
2
∗
f
*sqrt
2
/
(
e
r
+
1
2/(er+1
2/
(
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+
1
) ereff=
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−
1
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−
1
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/
w
1+12*h/w
1
+
12
∗
h
/
w
^
−
0.5
-0.5
−
0.5
; dL=
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∗
(
e
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e
f
f
+
0.3
0.412*(ereff+0.3
0.412
∗
(
ere
ff
+
0.3
*
w
/
h
+
0.264
w/h+0.264
w
/
h
+
0.264
*h)/
(
e
r
e
f
f
−
0.258
(ereff-0.258
(
ere
ff
−
0.258
*
w
/
h
+
0.8
w/h+0.8
w
/
h
+
0.8
); Leff=c/
2
∗
f
∗
s
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t
(
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f
f
2*f*sqrt(ereff
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∗
f
∗
s
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r
t
(
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); L=Leff-2*dL erl=
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r
+
1
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er
+
1
/2+
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r
−
1
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−
1
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1+12*h/L
1
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∗
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^
−
0.5
-0.5
−
0.5
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(
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l
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2
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q
r
t
(
er
l
) Lgnd=L+6*h; Wgnd=w+6*h;微带线馈电 图片 1/4波长变换器 图片 计算推导 图片 尺寸算法 %微带天线尺寸算法 clear all; c=3e8; f=0.915e9 %频率915MHZ er=2.2;%板材介电常数 h=1.575e-3;%板材厚度 w=c/
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) Lgnd=L+6*h; Wgnd=w+6*h; %Microstrip Line feed lambda_0=c/f; if w<=lambda_0 G=w^2/
90
∗
l
a
m
b
d
a
0
2
90*lambda_0^2
90
∗
l
amb
d
a
0
2
; else G=w^2/
120
∗
l
a
m
b
d
a
0
2
120*lambda_0^2
120
∗
l
amb
d
a
0
2
; end Yin=2*G; Rin=1/Yin ZT0=sqrt
R
i
n
∗
50
Rin*50
R
in
∗
50
通信&信息处理
# 天线设计
刘航宇
3年前
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2,443
9
2022-11-27
【天线/射频】什么是回波损耗？什么是插入损耗？
一、前言 什么是回波损耗？什么又是插入损耗？ 这个貌似很容易回答，回波损耗吗，就是Return Loss，缩写为RL，S11，插入损耗就是 Insertion Loss，IL，S21。确实没错，就是这么简单。但是为什么叫做回波呢？为什么又叫做插入呢？今天我们仔细掰扯掰扯。 二、回波损耗 回波损耗，又称为反射损耗。（ 越大越好 ）是电缆链路由于阻抗不匹配所产生的反射，是一对线自身的反射。不匹配主要发生在连接器的地方，但也可能发生于电缆中特性阻抗发生变化的地方，所以施工的质量是提高回波损耗的关键。回波损耗将引入信号的波动，返回的信号将被双工的千兆网误认为是收到的信号而产生混乱。 回波损耗：return loss。回波损耗是表示信号反射性能的参数。回波损耗说明入射功率的一部分被反射回到信号源。例如，如果注入1mW
0
d
B
m
0dBm
0
d
B
m
功率给放大器其中10%被反射
反弹
反弹
反弹
回来，回波损耗就是-10dB。从数学角度看，回波损耗为-10 lg
(
反射功率
)
/
(
入射功率
)
(反射功率)/(入射功率)
(
反射功率
)
/
(
入射功率
)
。回波损耗通常在输入和输出都进行规定。 三、插入损耗 插入损耗：insertion loss。（ 越小越好 ）指在传输系 统的某处由于元件或器件的插入而发生的负载功率的损耗，它表示为该元件或器件插入前负载上所接收到的功率与插入后同一负载上所接收到的功率以分贝为单位的比值。 1.插入损耗是指发射机与接收机之间，插入电缆或元件产生的信号损耗，通常指衰减。插入损耗以接收信号电平的对应分贝（dB）来表示。 2.插入损耗多指功率方面的损失，衰减是指信号电压的幅度相对测量插入损耗的电路原信号幅度的变小。 通道的插入损耗是指输出端口的输出光功率与输入端口输入光功率之比，以dB为单位。插入损耗与输入波长有关，也与开关状态有关。定义为：IL=-10log
P
o
/
P
i
Po/Pi
P
o
/
P
i
四、插入损耗和回波损耗系统介绍 图片 首先，我们拿到一个系统，就是上面这个黑盒子，当电磁波信号进入这个黑盒子时，我们通常不需要去关心电磁波在里面经历了什么。我们只要知道它出来是什么就行了。但是，当电磁波从外面进入这个黑盒子时，相当于从一个介质进入到另一个介质，在交界面上会有一部分电磁波被挡在外面，这部分被挡在外面的电磁波就被反射回去了，返回去的电磁波就是回波。而进去的这部分电磁波在通过这个黑盒子时，就必然会被这个黑家伙影响到，如果这家伙有一点点贪心，肚子里装了一点点的小电阻材料，那么就留一点点买路钱就够了，就去的电磁波在交完买路钱之后，大部分会传输出去，这个被劫走的一部分电磁波能量我们就认为被损失了，无论是回波还是黑盒子吃掉的都是电磁波能量时导致的能量的损耗，都是由于黑盒子插入进来导致的损耗，所以通常被称为插入损耗。如下图所示。 图片 所以我们知道，其实一个微波元器件的插入损耗是由两部分组成的：回波损耗和电阻损耗。 回波损耗的这部分电磁波能量被端口的不匹配给反射回去了，并没有转化成热散出去，所以我们在射频系统设计和分析中，要提防着这部分回波倒灌会对系统带来的影响。通常这部分倒灌的能量不是很大，怎么计算呢？ 举个简单的例子，比如上图端口1输入的电磁波功率是1W，即30dBm,如果端口1 的回波损耗RL=20dB。那么反射回去的回波的功率就是：30dBm-20dB=10dBm，也就是有10mW的功率被反射回去了。如果端口1 输入的功率是1kW，即60dBm，那么反射回去的回波功率就有10W了。如果端口1的回波损耗只有10dB，那将会有100W的功率被反射回去。这也证明了匹配的端口阻抗匹配的重要性。还有就是，功率越大，我们系统所要求的回波损耗就越小，在一些小功率的产品中，比如手机，匹匹配有个10dB就足够了。但是在电视发射系统中，因为发射机的功率通常会有上千瓦，所以，回波损耗通常要求在26dB以下。 注意，插入损耗的部分损耗也是有回波导致的啊，所以回波损耗越差，插入损耗就越大。 在端口匹配良好的系统中，插入损耗主要是由器件的电阻性材料导致的，这些电阻性材料导致的损耗，会转化成热。就像我们在衰减器中介绍的一样。其实转化成热，有时候更让我们头疼。因为热这个东西太可怕了，几乎所有的电子器件都有一个可以正常工作的温度范围，当超过这个温度了之后，工作就不正常了。长期在高温环境下工作，器件老化速率会加快，更容易损坏。
通信&信息处理
# 天线设计
刘航宇
3年前
1
2,915
1
2022-10-11
读懂史密斯圆图
史密斯圆图能干啥用？ 史密斯圆图，就是做高频电路之间的阻抗匹配用的。所谓阻抗是电路对电的阻碍能力，它是个矢量，也就是说阻抗值是个复数。这里面既包括实部电阻成分一即与电力 "顶牛儿”的那部分阻力;也包括虚部电抗成分一就是把电力拉偏的那部分阻力。两者加一块,就叫阻抗。阻抗匹配，是电路之间连接的一-个基本要求，简单讲就是输入阻抗和输出阻抗大致相当，方向相反。如果阻抗不匹配呢?轻者电路工作效率低，重者.工作异常或直接烧毁。具体到高频电路来说，这些危害不仅都有，而且比数字电路、低频模拟电路上的危害要严重得多。那高频电路的阻抗匹配是啥标准呢?就是让输入端电阻和输出端电阻是纯阻性,而且最好等于509或752 。那原来阻抗不匹配，现在咋弄它就匹配了呢?就是在两个电路之间，接上电容、电感、传输线,微带线、变压器之类的东西。把阻抗值矫正到阻抗相等面来。史密斯圆图的主要用途，一是计算接到电路里的那些电容器、电感器的参数值的。二是用来显示某一电路的频率一阻抗特性的。 史密斯圆图怎么用? 史密斯圆图，它相当于一个地图，它上面每一个点， 都代表一个复数形式的阻抗值，而其圆心叫做匹配点，它代表了实部50om,虚部0om的理想阻抗，那就是我们要到达的地方。做阻抗匹配，就是规划一条从阻抗点走到匹配点的线路。然后呢?然后就是利用这些点位之间的差值做计算了。这个事儿我就不讲了。因为过去用纸本史密斯圆图才需要自己算，现在有很多专用软件能替我们做，不仅能算刚才我提到的那个匹配元件的电容量、电感量,还能算出谐振电路的Q值，驻波比，衰减量等等,这就用不着咱们算了，诸位知道这些概念是啥意思，就行了!至于具体怎么用史密斯圆图软件?怎么看这些数据?怎么评价匹配的效果?别着急，我们后边再聊。 史密斯圆图第二节史密斯圆图该咋看? 简言之,是看一线、两弧和两圆。 我们说过，史密斯圆图上的每个点，都有实部值和虚部值，那么图上的线,其实也只有两种，一是等实部线，二是等虚部线。读史密斯圆图，就是先沿等虚部线,找到实部值，再沿着等实部线找到虚部值。那么一线和两弧，都是等虚部线;两圆，是等实部线!接下来我们就从一线讲起，说说史密斯圆图的刻度划分刻度值 线一一根特殊的等虚部线 图片 史密斯圆图被一条名为电阻线的蓝色横线分成 上下两个半区，上半部分叫电感区， 那里所有点的虛部值都为正;下半部分叫电容区，那里所有点的虚部值都为负。而电阻线本身的虚部阻抗值不正不负，他上面每一个点的阻抗值均为0欧。所以电阻线是一根特殊的虚部线，它是我们查找实部值的一把尺子。 电阻线上有三个点，最左侧的叫短路点，他表示实部值0欧姆,虚部值也为0欧姆的情况;最右侧的叫断路点，他表示实部值无穷大，虚部值也为0欧姆的情况;而中间点,也就是圆心那是匹配点，那里的阻值是“标准阻值”，一般情况下他是50欧姆。“三点” 是史密斯圆图的基点，也是我们校正天线分析仪的起点，一定记住。 归一化处理 但是请注意!虽然电阻线是一把测量实部阻值的尺子，但是这把尺子上标的不一定是实部阻值。纸本的史密斯圆图标注的是阻抗值/标准阻值的比值，这叫归-化处理，这个值叫归-化阻抗值。下图中的小红字标的是阻抗值，而大红字标的是归一化阻抗值9。咱们先说图.上的大红字，那就是归一化之后的阻抗值。如果我们是在纸本史密斯圆图上标图，那第一步应该把阻抗值转换成归一化阻抗值。 图片 以标准阻抗50欧姆为例。我们要找100欧姆的实部值，就去电阻线上找归一化阻抗值为100欧姆/50欧姆=2的点，而图上显示"0.2" 归一化阻抗值的地方，其实际阻抗值就是0.2*50欧姆= 10欧姆,而匹配点的归一化阻抗值永远为1,这是归一化阻抗标注法的一个识别标志。为什么要用归一化阻抗值标注刻度呢?因为很多时候，我们不是要把电路匹配到50欧姆上,而是要匹配到75欧姆或者300欧姆等阻抗上。 请看下图，这是75欧姆标准电阻时，史密斯原图上的情况，其中电阻线下方写的红字是阻抗值。电阻线上方的写的红字是归一化阻抗值。 图片 第二套刻度一一导纳值和归一化导纳值 等电阻线是一把度量实部值的尺子，它有阻抗值和归一化阻抗值和两种标注方法,其实在电脑版史密斯圆图的等电阻线上，还有一套刻度。就是用大绿字标注的归一化导纳值和用小绿字标注的导纳值。 有人想问导纳值是啥?导是电阻值的倒数,纳是电抗值的倒数，导纳加一块就是导纳值，它是阻抗值的倒数，导纳值的单位是西门子，写作“S"，1S等于= 1000mS。给导纳值做归一化，也就是 将导纳值除以0.02S标准导纳值
0.02
S
,
其实就是
1
/
50
欧姆
0.02S, 其实就是1/50欧姆
0.02
S
,
其实就是
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欧姆
。这两种标法的值，是等价的。 图片 例如，电阻线上25Ω那个点，它的导纳值为1/25Ω=0.04S，它的归一化导纳值就是0.04S/0.02S为=2。 导纳值既然和阻抗值完全等价，用法也一样，那我们要这个玩意做啥呢?简单讲，我们在标注初始阻抗点时，要根据红色的阻抗值坐标系做，而在做阻抗匹配时，则要用到绿色的导纳值坐标系。 两圆两弧---等实部圆和等虚部弧 图片 两圆---两种等实部线 讲特殊的电阻线--也就是0欧姆等虚部线之后，我们看看与电阻线相切的那些圆形。这些圆圈都是等实部线，那上面每一条线的实部值都相等。其中红色的圆圈都叫阻抗圆，而绿色的圆圈都叫导纳圆，我们在电阻线.上找到实部阻抗值或者实部导纳值之后，就要沿着阻抗圆或者电纳圆去找虚部 值。其中电阻线以上的点是正值，代表阻抗点的虚部值呈现感性，电阻线以下的点是负值，代表阻 抗点的虚部值呈现容性。 和看电阻线的规矩一-样,我们在标注初始阻抗值时只看红色的。 两弧---两种等虚部线 那么虚部值到那去查?从断路点发出，向史密斯圆图边界放射的红线叫等电抗弧;而从短路点发出，向史密斯圆图边界反射的绿线都叫等电纳弧9。这些都是等虚部线，我们找到实部值后，就是沿着实部线9到找到特定值的等虚部线,那虚部线的值标哪儿了呢，在史密斯圆图的外边界上。和刚才-个规矩，我们标初始阻抗值时是根据红色数字做的。总结一下，到底怎么读图? 总结一下，到底怎么读图? 第一步,用阻抗值除以标准电阻，得到归一化实部阻抗值和归一化虚部阻抗值。 第二步，在等电阻线上,找到归一化实部阻抗值对应的阻抗圆。 第三步，沿着阻抗圆，向上或向下旋转，找与归一化虚部阻抗值对应的等电抗弧。 第四步,做个记号，就算OK。 举个栗子~! 1002-j50Ω滴点在哪儿? 第一步，计算归一化实部阻抗值为100Ω/50Ω=2;归一化虚部阻抗值为-50Ω/50Ω=-1。 第二步,在等电阻线上,找到归一化阻抗值为2的阻抗圆。 第三步，沿着归一化阻抗值为2的阻抗圆下旋，转到-1 那个电抗弧上。 第四步，做个记号!我标的是X。 图片 那如果图.上标的是阻抗值呢? 如果是在电脑上识图，图上直接标注的阻抗值，那就更方便了，实部阻抗值标在阻抗圆上，虚部阻抗值写在电抗弧末端。我们标图的时候，不用换算，先根据实部阻抗值找到对应的阻抗圆，再沿着阻抗圆去查对应虚部阻抗值的电抗弧，然后做个记号，就OK啦~ 例如: 我要查100Ω+j50Ω的点，先找到100Ω阻抗圆，然后沿着它的轨迹上旋，到达虚部值为502的地方，然后做个标记，就是Y点。 归一化导纳值呢? 简单讲，导纳值坐标系和阻抗值的查法、标注方法完全一样。 第一步，用导纳值除以标准导纳值，得到归一化导纳值, 第二步，在等电阻线上,找到归一化实部导纳值对应的那个导纳圆。 第三步，沿着导纳圆向上或向下旋转，找与归一化虚部导纳值对应的等电纳弧。 第四步，做个记号，就算OK。 再举个栗子 0.04S+j0.02S的点在哪儿? 第一步，计算归一化实部导纳值为0.04S/0.02S=2;归一化虚部导纳值为0.02S/0.02S=1. 第二步，在等电阻线上,找到归一化导纳值为2的导纳圆。 第三步，沿着归一化导纳值为2的导纳圆上旋，转到导纳值为1的那个电纳弧上。 第四步，做个记号!即Z。 那如果图上标的是导纳值呢? 那也简单，先根据实部导纳值找到对应的导纳圆，再沿着导纳圆去查对应虚部导纳值的电纳弧，然后做个记号，就OK啦~. 例如: 我要查0.04S-j0.02S的点，先找到0.04S导纳圆，然后沿着它的轨迹下旋，到达虚部值为-0.02S的地方，然后做个标记，那就是S点。 好了~!关于怎么查史密斯圆图的事儿，我讲完了，接下来请大家做点练习，看看是否理解了。下一次我们学习如何用史密斯圆图做阻抗匹配。 读图练习 第一题，1点的阻抗值为50Ω+j50N,请问1点在图上什么位置? 第二题，2点的归一化阻抗值为0.5+j0.5，请问2点在图.上什么位置? 第三题，3点导纳值为0.04S-j0.02S,请问3点在图上什么位置? 第四题，4点归一化导纳值为0.5-j0.2,请问4点在图上什么位置? 请把上图打印出来，试着标一下，然后再看文末那个答案。 答案 图片 史密斯圆图第三节怎么用史密斯圆图软件做阻抗匹配 史密斯圆图软件做阻抗匹配有六句口诀:先设参数，后选起点，下容上感，左并右串，顺着圆走,往圆心转。 smithV3.1软件的界面，然后按着口诀顺序，一点点说。然后举个设计例子，最后讲讲注意事项。 软件界面简介 打开SmithV3.1,首先看到左侧-一个有个史密斯圆图，那是我们的操作区域。这里我要着重强调一下，电脑软件上标的都是实际阻抗值，而不是归一化阻抗值，所以我们做阻抗匹配的时候不用换算数据了，但是要在匹配之前设置好频率值和标准电阻值，否则做出来的数据会和现实完全对不上的。 图片 右侧有几个重要窗口，最顶上的是Schematic窗口，当我们在左侧史密斯圆图上用鼠标做匹配的时候,这个窗口里会显示相应的电路图，比如我图.上画的这个匹配路径对应到电路上,就是先双联13.9p电容，再并联23.4nH电感。 图片 下方这个Cursor窗口也很重要哦。它里面标注的是光标所在点的具体参数,这其中最重要的当然是VSWR驻波比、和Z阻抗值, Zo标准电阻值， Freq频率值。 这其中后两项参数是需要我们在做匹配之前要手工输入的。 先设参数，再选起点， 先设参数:就是要设置工作频率和标准阻抗这两个值。 再选起点:就是要把阻抗点的具体位置设到史密斯圆图.上。 我们点击图片 这个图标，然后在 图片 这个页面的左下角General这输入标准阻抗值50Ω，在datapoint那儿输入工作频率，默认设置是500MHz。 图片 然后我们点击 图片 按钮，软件都会弹出这个窗口。 图片 我们在这选中impedance
Ω
Ω
Ω
， 并在下面两个空里填写阻抗点的实部阻抗值和虚部阻抗值，这就样就设好起点了. 然后呢?然后就该我们添加元件了。 下容上感，左并右串 我们点击工具栏的这个部分，就可以在阻抗点上连接电容或电感了。 图片 怎么接线呢？这有两句口诀：下容上感，左并右串。那我们参照下图看一看。 图片 ”下容上感”，是说史密斯圆图的电阻线上方是电感区，下方是电容区，因此呢，我们要往下移动阻抗点，就得接电容;要往上移动阻抗点，就得接电感。那具体是串电容还是并电容,又或者是串电感还是并电感呢?我们来看下一-句左并右串。 “左并右串”，是说如果我们要沿着左侧这组蓝色的导纳圆移动阻抗点，就点击“并联元件”，也就是点工具栏上这两个按钮 图片 ；如果我们要沿着右侧这组红色的阻抗圆移动阻抗点，就点击“串联元件”，就点工具栏上的这两个按钮 图片 顺着圆走，往圆心转 那我们究竟怎么走到标准阻抗点呢?那第五句和第六句说的问题。 所谓“顺着圆走”，是说顺着右侧的50阻抗圆或顺着左侧那个20mS导纳圆走，为什么呢?因为这两个圆都与匹配点相切，所以无论我们走什么路径去匹配点，都得经过其中-一个圆，而“往圆心转”是说我们无论沿着.上面哪条弧线旋转，最终都是往史密斯圆图的中心旋转。等我们把阻抗点挪到自己认为合适的位置后，右侧Schemat窗口里也就画出来了我们的阻抗匹配电路。 一个栗子 某功率放大器的要放大100M信号，其输入阻抗值为252+j352,而信号源阻抗为50Q,现在要在 两者之间接一个匹配电路,为此我要如此操作。 先设参数:我们点击 图片 这个图标，然后在 图片 这个页面的左下角General这输入标准阻抗值50Ω，在Datapoint那儿输入工作频率100MHz。然后点ok按钮。 图片 再选起点：我们点击 图片 按钮，软件都会弹出这个窗口 图片 我们在这选中impedance,然后在下面的两个空里填入实部值25欧姆、虚部值+35欧姆,点ok就行了。这时候我们发现，史密斯圆图上会出现一个方形坐标点DP1. 图片 下容上感，左并右串。顺着圆走,往圆心转那接下来，我们就要通过连接元件，改变阻抗点的阻抗了。由于DP1位于史密斯圆图的电感区，所以我们要让他往下转，那旋转是有很多路径，我们先说最简单的，从DP1直接转到20mS导纳圆上,在顺着20mS导纳圆上继续下旋到圆心。当然这是我们的设想，实际不一定能实现，我们就先以此为目标，试试看吧。 那由于我是要向下移动阻抗点，也就是向电容区移动阻抗点，所以我要连接电容。由于我是沿着右侧的25欧姆阻抗线向下移动，左并右串，所以我应该选串联电容,也就是点 图片 我们点了串联电容按钮之后，会发现光标不能自由移动了，它只能是沿着红色的25欧姆阻抗圆移动，这就是smithV3.1软件的便利之处,他能防止我们走错路。那我们按软件限定的路线,沿着25欧姆阻抗圆下旋，发现有两次机会转到20mS导纳线上,我选哪一次呢?我们设想中是选第一次机会，但是我看到右侧Schenatic窗口里，要添加的串联电容是155pf就改主意了，因为这是个非标容量，说白了我让谁买也买不来这型号的电容。于是我继续沿着25欧姆阻抗圆向下旋转，到第二个交汇点去碰碰运气。那我到达25欧姆阻抗线与20mS导纳线第二次相交的地方一看，发现右侧Schenatic窗口里显示的是串联的是26p电容，这个参数与27p极为接近，那这容量的电容有地方买，所以我就 在这儿点下鼠标左键，图片上就出现了DP2点。 那接下来，我是要由DP2沿着20mS导纳圆上旋对吧?因为下容上感，所以我们要接电感，因为左并右串，我们要沿着左侧圆走，所以要并联电感，那我们点 图片 和第一步一样,我们还是要沿着电脑规划的线路边走边看，走到圆心时，我们发现右侧Schemat窗口里，显示的电感值是80nH左右，这个电感没啥制作难度，所以我就再次点击鼠标左键，史密斯圆图中心附近就会多出来一个DP3。 也就是路径4这个图。 图片 那我们到了这个DP3又意味着什么呢?我们别挪动光标，我们把鼠标停在DP3上，把视线挪到Cursor这个小窗上，在这我们会看到Q值0.005， VSWR1.03等参数。显然，VSWR约等于1,是个 很好的结果，实际小信号的SWR匹配到1 .5就以很好了。而大功率的通讯设备，需要尽量往小了做，做到1.2以下。 两个问题 首先，我们还可以有别的匹配路径么?当然可以，条条大路通罗马。 刚才我们走的路径是先串后并，用了一一个电容一个电感，走20mS导纳圆到的中点，也就是图上的路径1。那如果我们改走右边的509阻抗圆行么?行啊，完全可以。我们可以先并联16pf电容,再串联51pf电容。这就是路径2。 那还有别的路可走么?有啊，比如我们可以选用阻抗匹配变压器，也就是先串联47pf电容，下旋到电阻线，再使用1:1 .4的阻抗变压器，沿着等Q值弧线
也就是从短路点、断路点之间的蓝色弧线
,
参见文末的图例
也就是从短路点、断路点之间的蓝色弧线,参见文末的图例
也就是从短路点、断路点之间的蓝色弧线
,
参见文末的图例
向右移动到圆心，这就是路径39。 那还有别的么?有啊，我们还可以接电阻，走等虚部弧。比如我们可以走路径4，即先串联电阻，从DP1进到右边50Q阻抗圆.上,然后再串电容沿着50Q阻抗圆继续下旋，这也是可以的。只不过要注意两个问题，第- -点, 我们接电阻走等虚部线的时候，虽然匹配上了，但是会增加电路损耗的。第二点，由于现实中可没有合用的负阻元件卖，所以我们做匹配时绝不能沿着等虚部线退着走，也就是说不能接负阻器件，这- -点smith3.1软件考虑到了，他会限制我们那么做，但是其他软件或纸本的史密斯圆图就得注意这问题。 图片 其次，如果我们做匹配时转不到史密斯圆图的正中心
不太可能
不太可能
不太可能
，或者实际制作中对不到史密斯圆图中心
很常见
很常见
很常见
，那又 意味着什么? 请看下图，图上这些棕色圆圈是等VSWR圆,也就是等驻波比圆，这个驻波比圆的特点是越靠近圆心，驻波比越小，比如圆心那- -点是1.也就是说输入端送出进去多少信号，负载端就吸收多少信号，能量一点没糟践;驻波比1.5， 意味着有4%的功率撞到输出端又撞回输入端了。驻波比29,就意味着有11%的能量撞回去了。通常来说，小信号阻抗匹配电路对驻波比要求比较低，达到1.5就算良好匹配了。如果体积有限制，还可以进一步放宽一些。 但是如果是强信号，电台天线那种场合,SWR控制的就比较严格了，大功率电台,通信基站要控制在1.2以内。 图片
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刘航宇
3年前
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